摘要

　　全差分放大器（FDA）具有差分輸入和差分輸出,，其輸出共模由直流（DC）輸入電壓獨立控制,，主要用在數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中模數(shù)轉(zhuǎn)換的前端，用于將信號調(diào)理為合適的電平以供下一級（通常是模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC））使用,。FDA一般采用單芯片設(shè)計,，電源電壓較小，因此輸出動態(tài)范圍有限。本文將介紹具有可調(diào)共模輸出的高壓低噪聲FDA的設(shè)計方法,。本文還完整分析了FDA噪聲,，以及其對高性能數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)信號鏈的總體信噪比（SNR）的影響。

　　引言

　　高壓FDA適用于需要寬輸出動態(tài)范圍和與高性能FDA類似的交流（AC）性能的應(yīng)用,。例如,，測試和評估具有寬輸入范圍的精密數(shù)據(jù)采集信號鏈可能需要高壓FDA。由于電源電壓較小,，目前大多數(shù)FDA的輸出電壓范圍一般都很有限,。FDA適合用于驅(qū)動高性能ADC的輸入，后者通常需要單電源,。FDA具有出色交流性能,，其SNR和總諧波失真（THD）十分優(yōu)異。不過,，在失調(diào),、軌間擺幅、偏置電流和漂移性能方面,，F(xiàn)DA不如許多更高電壓的精密運算放大器,。但這完全不是問題，因為其滿足ADC驅(qū)動要求,，而且ADI公司提供了一系列用于各種應(yīng)用的ADC驅(qū)動器,。

　　FDA支持單端或差分輸入，具有增益,，并提供差分輸出,，其共模通常可通過輸出共模輸入引腳（V_OCM）進行調(diào)整（見圖1）,。FDA的優(yōu)勢在于擁有更大的輸出動態(tài)范圍,，最大輸出是輸出軌的兩倍，并且其噪聲和偶次諧波失真更低,。例如,，±5 V FDA的最大輸出峰峰值接近±10 V或20 V p-p。

　　±18 V電路的輸出大于60 V p-p,。ADA4625-1/ADA4625-2是低噪聲JFET放大器,，噪聲和失真性能非常好，并且電源范圍寬達±18 V,。需滿足應(yīng)用的所有直流和交流性能要求時,，使用分立運算放大器設(shè)計FDA可能會很棘手。

　　圖1.FDA

　　要創(chuàng)建差分放大器,，比較簡單的方法是使用同相和反相放大器在輸出端產(chǎn)生差模信號（圖2）,，但這種方法的缺點是兩個放大器U1和U2不能以非常對稱的方式運行,，因而性能沒有得到優(yōu)化。

　　圖2.單端轉(zhuǎn)差分電路

　　更好的方法是將兩個運算放大器配置成差分方式,，類似于基本差分放大器,，其中U1和U2共享反饋和增益電阻，增益A_v = （R_G + 2R_F）/R_G（見圖3）,。

　　圖3.差分放大器電路

　　此配置通過簡化的增益網(wǎng)絡(luò)提供平衡輸出,，并可通過增益設(shè)置電阻RG輕松調(diào)整增益大小。然而,，當(dāng)輸入為單端時,，差分輸出在幅度上將是不對稱的（見圖4）。不對稱輸出會使輸出范圍嚴(yán)重受限,，因為其中一個輸出會先于另一個輸出達到供電軌,。通過調(diào)整電阻增益網(wǎng)絡(luò)使輸出對稱，可以解決此問題（圖5）,。請注意,，增益電阻被分成兩部分，即R_G1和R_G2,，并且U2從R_G1和R_G2的中心獲得反饋,，從而使輸出對稱。增益由下式給出：A_v = （R_G1 + R_G2 + R_F1 + R_F2）/R_G1,。

　　圖4.不對稱輸出

　　圖5.對稱輸出

　　添加可調(diào)輸出共模

　　添加可調(diào)共模的方法有兩種：一種方法是使用兩個ADA4625器件為每個輸入添加一個V_OCM放大器（圖6和圖7）,；另一種方法是僅使用一個ADA4625-1作為V_OCM放大器（圖8和圖9）。這些方法各有利弊,，下文將展開詳細(xì)討論,。

　　通過添加放大器U3和U4，所施加的任何直流輸入電壓（V6）都會加到正負(fù)輸入上,。由于每個輸入都增加了相同電壓,，因此它們在輸出端表現(xiàn)為直流共模。然而,，除了U1和U2差分級會進一步放大額外噪聲之外，U3和U4還會在電路中產(chǎn)生額外的功耗,。不過,，它非常簡單，并且不會影響整體信號增益,。對于圖6中的電路,，信號增益為A_v = （R_G1 + R_G2 + R_F1 + R_F2）/R_G1；對于圖7中的電路,，信號增益為A_v = （R_G + R_F1 + R_F2）/R_G,。

　　圖6.采用雙放大器的單端轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路,。右圖為輸入（紅色）和輸出（藍色和綠色）的LTspice^?仿真。

　　圖7.采用雙通道放大器的差分轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路,。右圖為輸入（紅色）和輸出（藍色和綠色）的LTspice仿真,。

　　添加可調(diào)V_OCM的另一種方法是添加一個放大器，將其輸出加到每個輸入上,。這種方法的優(yōu)點包括：使用的器件（僅一個放大器）和電阻更少,，以及所添加器件產(chǎn)生的噪聲貢獻更低。實際上,，U3不會產(chǎn)生任何額外噪聲,，因為除了來自電阻分壓器R4至R7的噪聲外，其折合到輸出的噪聲表現(xiàn)為U1和U2輸入的共模,。

　　電阻R3至R7構(gòu)成電阻加法器網(wǎng)絡(luò),，將V_OCM加到輸入信號上。R3至R5將共模加到正輸入信號上,，而R6至R8（單端輸入則為R6和R7）將共模加到負(fù)輸入上,。請注意，該電阻網(wǎng)絡(luò)會衰減輸入信號,。這會降低電路的整體信號增益,。對于圖8中的電路，總信號增益為Av = [（R_G1 + R_G2 + R_F1 + R_F2）/R_G1][（R4//R5）/（R4//R5 + R3）],；對于圖9中的電路,，總信號增益為A_v = [（R_G + R_F1 + R_F2）/R_G][（R4//R5）/（R4//R5 + R3）]。噪聲分析部分闡明了主要噪聲源,，并且根據(jù)所需的總增益和設(shè)計人員需重點考慮的其他因素,，討論了第二種添加V_OCM的方法是否比第一種方法更有益。

圖8.采用單放大器的單端轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路,。右圖為輸入（紅色）和輸出（藍色和綠色）的LTspice仿真,。

　　圖9.采用單放大器的差分轉(zhuǎn)差分可調(diào)共模電路。右圖為輸入（紅色）和輸出（藍色和綠色）的LTspice仿真,。

　　噪聲分析

　　在為高性能精密數(shù)據(jù)采集信號鏈提供激勵時,，噪聲是一個關(guān)鍵考慮因素，最終將決定系統(tǒng)在動態(tài)范圍和SNR方面的限制,。16位ADC的理論SNR為98 dB（6.02 N + 1.76 dB,，N = 位數(shù)），這意味著4.096 Vp輸出（或8.192 V p-p）的等效噪聲約為36 μV rms,。這種噪聲稱為量化噪聲,，是由ADC的量化誤差引起的。-98 dB SNR是16位系統(tǒng)的理想極限,，任何性能下降都將是由ADC的輸入或周圍電路的額外噪聲引起的,。以下是單通道和雙通道放大器V_OCM全差分電路中各元器件的噪聲貢獻分析,。圖10為具有雙放大器V_OCM的FDA電路噪聲模型。

　　差分級 — U1和U2噪聲貢獻

　　ADA4625-1/ADA4625-2的電流噪聲密度非常低,，在1 kHz時為4.5 fA/√Hz,，而折合到輸入（RTI）的電壓噪聲在1 kHz時約為3 nV/√Hz，本分析將其視為寬帶噪聲,。U1和U2的電流和電壓噪聲在差分輸出端的總噪聲貢獻（均方根值）可以表示為：

　　其中,，e_Nv,U1U2是U1和U2的RTI電壓噪聲引起的輸出電壓噪聲，而e_NI,U1U2是輸入電流噪聲引起的輸出電壓噪聲,。對輸入端各分量噪聲的平方和求平方根（RSS）可以得到RTI電壓噪聲,，然后由增益和反饋網(wǎng)絡(luò)R_F和R_G進行放大。類似地,，電流噪聲經(jīng)過RSS處理后,，由R_G轉(zhuǎn)換為電壓噪聲，再經(jīng)放大傳輸至輸出,。輸入電流噪聲非常小,，其貢獻微不足道，因此電阻和放大器的電壓噪聲是輸出端的主要噪聲源,。

　　圖10.雙放大器V_OCM噪聲模型

　　由U1和U2的增益和反饋電阻網(wǎng)絡(luò)（R_F1,、R_F2和R_G）引起的輸出噪聲為：

　　其中，室溫下1 kΩ電阻的熱噪聲為4.06 nV?√Hz,。

　　在輸出端合并U1和U2的電壓噪聲及其反饋電阻網(wǎng)絡(luò)噪聲,，忽略電流噪聲，使用公式1和3可得到：

　　從之前的討論可以得知,，隨著增益的提高,，放大器的電壓噪聲很容易成為主導(dǎo)噪聲。使用較小的R_G值（例如500 Ω）可以大大降低電阻的噪聲,。

　　V_OCM電路 — U3和U4噪聲

　　接下來分析圖10中VOCM電路的噪聲,。VOCM電路（U3和U4）的總噪聲（包括電阻噪聲，并忽略每個放大器的輸入電流噪聲）計算方式如下：

　　其中,，R1//R2為R1和R2的并聯(lián)等效電阻,。從之前的討論還可以明顯看出，U3和U4的總噪聲主要由放大器電壓噪聲和電阻噪聲組成,，因此最好保持較低電阻值,，以有效減少其對整體噪聲的貢獻，使放大器噪聲成為唯一的主要噪聲源,。V_OCM電路輸出端的噪聲會出現(xiàn)在差分級的輸入端，隨后由差分級放大并傳輸至輸出端,。

　　V_OCM電路 — 單放大器U3噪聲

　　如前所述,，U3輸出端的噪聲作為U1和U2輸入端的共模出現(xiàn)（顯示為inp和inn,，見圖 11），因此不會給差分級帶來噪聲,。額外的噪聲來自電阻R3至R8,。仔細(xì)檢查可發(fā)現(xiàn)，差分級的每個輸入端都有三個并聯(lián)電阻——正輸入端為R3至R5,，負(fù)輸入端為R6至R8（圖11c）,，這也使得電阻的噪聲貢獻非常小。

　　在雙放大器和單放大器VOCM電路這兩種電路中,，后者的噪聲貢獻要低得多,，但其整體信號增益較低。此外,，它的功耗更低,，所需的放大器也更少。公式7表示圖11中V_OCM電路輸出端的噪聲,；公式8表示差分級輸出端變化對U1和U2的對應(yīng)噪聲貢獻,。

　　綜合考慮 — ADC信號鏈的總SNR

　　ADC信號的總SNR由模擬前端（AFE）和ADC的總噪聲貢獻決定，其中可能包括來自其他噪聲源的噪聲,。ADC信號鏈的總SNR由下式得出：

　　圖11.單放大器VOCM噪聲模型

　　其中,，V_REF被認(rèn)為是雙極性輸出ADC的正滿量程。

　　總體而言,，信號鏈的總SNR可以用圖12來總結(jié),。

　　圖12.數(shù)據(jù)采集前端信號鏈

　　ADC的噪聲與AFE輸入端的噪聲相結(jié)合，會使ADC的實際總SNR低于理論或理想值,。為將AFE的噪聲與ADC的噪聲結(jié)合起來,，需要將ADC的SNR轉(zhuǎn)換為其均方根積分噪聲等效值，如下所示：

　　例如,，ADAQ7767-1的典型SNR為-106 dB,，等效有效值噪聲為14.5 μV。

　　ADAQ7767-1是一款24位數(shù)據(jù)采集解決方案,，帶有集成ADC驅(qū)動器和抗混疊濾波器,，增益為1、0.364,、0.143 V/V,，250 kSPS時噪聲帶寬（BW）為110 kHz，其陡峭截止頻率主要由其數(shù)字磚墻濾波器決定,。ADA4625-1/ADA4625-2的典型寬帶電壓噪聲為3.3 nV?√Hz,，因此圖13中差分級（U1和U2）的輸出噪聲貢獻（噪聲增益為6）為：

　　e_{N,V_U1U2} = [√2（3.3 nV）²] （500 Ω + 1.5 kΩ + 1 kΩ）/500 Ω = 28 nV?√Hz；U1和U2 RTI噪聲引起,，使用公式1,。

　　e_{N,RES_U1U2} = √[2.87 nV（6）]² + （4 nV）² + （4.97 nV）² = 18.4 nV?√Hz,，電阻增益網(wǎng)絡(luò)引起，使用公式3,。

　　e_N,U1U2 = √（28 nV）² + （18.4 nV）² = 33.5 nV?√Hz,，差分級的總輸出噪聲貢獻。

　　根據(jù)公式 8,，其中差分級輸入端三個電阻（1 kΩ）的并聯(lián)等效值為333.3 Ω,，噪聲為2.3 nV?√Hz：

　　e_{NO,VOCM_U3} = 6√2（2.3 nV）² = 19.5 nV?√Hz，電阻R3至R8引起的輸出噪聲貢獻,。

　　因此,，ADAQ7767-1輸入端的總輸出噪聲計算如下：

　　輸入電路對系統(tǒng)總噪聲的貢獻非常小，部分原因在于ADAQ7767-1的輸入增益較小,。請注意,，110 kHz來自磚墻式數(shù)字濾波器，因此乘以帶寬時無需帶上濾波器帶寬調(diào)整因子,。根據(jù)-106 dB的典型SNR,，信號鏈的最終SNR將為：

　　使用LTspice對圖13中的輸入電路進行噪聲仿真（圖14），表明110 kHz帶寬的總有效值噪聲為12.3 μV rms,。將其乘以0.143 V/V的增益,，得到ADAQ7767-1輸入端噪聲為1.8 μV有效值噪聲，這與計算出的總輸入噪聲值相同,。

　　圖13.具有高壓輸入的ADAQ7767-1精密信號鏈

　　圖14.圖13所示ADAQ7767-1輸入電路中的LTspice噪聲

　　表1為使用ADAQ7767-1的其他增益時所得的信號鏈總SNR,。

　　圖13中僅使用了單放大器V_OCM電路。該電路可用于向前端信號鏈系統(tǒng)提供大輸入電壓,，而不會對噪聲性能產(chǎn)生顯著影響,。雙通道放大器V_OCM電路可以在相同的總信號增益下提供類似的噪聲性能。噪聲分析部分“V_OCM電路 — U3和U4噪聲”中給出的噪聲方程可用于計算雙通道放大器V_OCM電路輸出端的總噪聲,，并且可以應(yīng)用同樣的方法和概念來計算信號鏈的總SNR,。

　　結(jié)論

　　在本文介紹的電路中使用ADA4625-1/ADA4625-2創(chuàng)建復(fù)合FDA，可實現(xiàn)具有可調(diào)共模的低噪聲,、高電壓輸出解決方案,，進而可以驅(qū)動具有寬輸入范圍的高性能數(shù)據(jù)采集信號鏈。通過適當(dāng)配置差分級的反饋網(wǎng)絡(luò),，該方案既能支持單端輸入,，也能支持差分輸入。單放大器V_OCM電路功耗更低,，使用的放大器更少,，故而優(yōu)于雙放大器V_OCM電路。我們的示例表明，在增益較低時,，F(xiàn)DA電路不會對ADAQ7767-1信號鏈的總SNR產(chǎn)生顯著影響,。對于增益1 V/V、0.364 V/V和0.143 V/V,，其輸入范圍分別為±4.096 V、±11.264 V和±28 V,；增益最低時輸入范圍最寬,，并且從該解決方案中受益最大。

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