前言

　　在進行石油和天然氣地震勘探時,整個勘探網(wǎng)格通常會建立 2,000到30,000個用于采集地殼內(nèi)巖層反射波的節(jié)點。每個節(jié)點都有一個傳感器,、一套具備自檢測功能的完整數(shù)據(jù)采集系統(tǒng),以及一套將數(shù)據(jù)返回中央記錄單元的遙感裝置,。這種應用的要求非?？量?需要高度線性的帶寬動態(tài)范圍在0.1 - 200Hz的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。由于整個勘探網(wǎng)需要大量的節(jié)點,因此每個勘探節(jié)點的功耗必須很低,而且還要保證所有勘探節(jié)點能夠保持同步運作,。每個數(shù)據(jù)采集節(jié)點都由以下元件組成：一個地震檢波器或水下聽診器(分別用于陸地勘探和水下勘探),、一個可編程增益放大器、一個品模數(shù)轉(zhuǎn)換器,、一個多功能抽樣濾波器和一個用于校準和自檢測的高精度數(shù)模轉(zhuǎn)換器,。目前,專家們已經(jīng)成功設計出一種專門經(jīng)過優(yōu)化的低功耗高性能數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。該系統(tǒng)的整體性能超過112dB線性(THD),具有在500 SPS 條件下高達 123dB的動態(tài)范圍 (SNR),。數(shù)據(jù)采集部分的單個節(jié)點從5V 模擬電源獲得的功耗為105mW,。

　　在天然氣和石油地震勘探中,陸地勘探需要用爆破方式或地震波聲源車,水下勘探則需要使用氣炮制造地震波;勘探人員通過采集從地殼巖層反射回來的地震波就能繪制出該地區(qū)的地質(zhì)結(jié)構(gòu)。80年代早期,地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)采用一種帶有自動增益控制的瞬時“浮點”放大器和若干12位到16位連續(xù)漸進模數(shù)轉(zhuǎn)換器,。然而,這類早期系統(tǒng)的動態(tài)范圍只有約70dB,。此外,受實時數(shù)據(jù)所限,系統(tǒng)中的最大通道數(shù)量少于480個。80年代后期,通道數(shù)量增加到8000個,從而將行業(yè)地質(zhì)地圖繪制水平從2D提升到了3D,。

　　90年代初,隨著品轉(zhuǎn)換器的應用,數(shù)字采集分辨率從16位猛增到24位,動態(tài)范圍也相應增加到120dB,。增加的動態(tài)范圍大幅改善了圖像質(zhì)量,能夠顯示出過去無法看到的地質(zhì)結(jié)構(gòu)。

　　配置了傳感器的地表區(qū)域稱為網(wǎng)格,。隨著時間的推移,網(wǎng)格大小和通道數(shù)量也得到了穩(wěn)步的提升。如今,陸地網(wǎng)格的覆蓋范圍已超過數(shù)平方公里,而水下網(wǎng)格在距離上已經(jīng)突破了10公里,。例如,一個典型的由8個浮標組成的水下網(wǎng)格就有7680個采集通道,長達12公里,。水下和陸地勘探的通道數(shù)量和通道密度也有提升。未來的趨勢正向著每個系統(tǒng)突破30,000個通道發(fā)展,。

　　由于多數(shù)勘探工作是在極度惡劣的環(huán)境下進行的,這就需要極低功耗的數(shù)據(jù)采集通道,以減少所需使用的電池數(shù)量,。而且這些通道必須具有動態(tài)范圍大、高線性及采集前自檢測等功能,以確保數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的完整性,。除了這些獨立的要求外,每個通道還必須具有校準功能,并與系統(tǒng)中的其他部分保持同步,以滿足其他系統(tǒng)在精確增益和相位精度方面的要求,。

　　地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)

　　圖1顯示了一個數(shù)據(jù)采集通道。差分傳感器(分別是陸地勘探用地震檢波器和水下勘探用水下聽診器)通過一個可編程增益儀器放大器(PGIA)與負責模數(shù)轉(zhuǎn)換的品調(diào)節(jié)器相連接,。調(diào)節(jié)器的1位輸出與多用途濾波器相連,濾波器對大量待采樣的品數(shù)據(jù)進行采樣和濾波,并以編程輸出率輸出24位樣本,。這些輸出樣本被緩沖到8 深度數(shù)據(jù)FIFO并傳輸?shù)较到y(tǒng)遙感裝置中。將濾波器單元中的檢測位流(TBS)發(fā)生器與測試DAC相連接就能啟動系統(tǒng)自檢測功能,。模擬檢測驅(qū)動差分信號從檢測DAC進入PGA的多工輸入,或直接進入差分傳感器,。數(shù)字回路折返測試直接將TBS數(shù)字輸出與濾波器單元的1位數(shù)據(jù)輸出進行內(nèi)部連接,以檢查濾波器功能的完整性。

圖1 單個地震數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)節(jié)點方框圖

　　可編程增益放大器(PGA)

　　傳感器與信號源距離的不同,所產(chǎn)生的信號長度也會各異,。使用PGA對接收到的數(shù)據(jù)放大可以充分利用所有的ADC功能,。圖2顯示的是PGA的內(nèi)部構(gòu)造。增益設置從1X到64X采用的是二進制加權(quán)算法,。每個PGA放大器都使用斷路器穩(wěn)定機制,以消除偏移電壓和1/f 噪聲效應,。該放大器的輸入?yún)⒖荚肼曨l率為0.1到2000Hz,輸入噪聲電壓為8.5 nV,。

圖 2 PGA方框圖

　　即使增益設置為36dB,PGA仍然表現(xiàn)出極高的線性(118dB)。采用了獨特的多路前饋架構(gòu)的放大器是完全可能實現(xiàn)這種性能的,。采用這種特殊的多路前饋架構(gòu)可在極低的運行功率(27.5mW)下獲得帶寬為200Hz的180dB開環(huán)增益,。與目前主流的極補償放大器需要的10GHz總增益帶寬相比,這種多路前饋補償放大器結(jié)構(gòu)僅需要10MHz的總增益帶寬,因而節(jié)省了功率。

　　PGA是專為地震應用而設計的,。在輸入MUX中,針對主信號流可選擇A輸入選項;在通道校準時選擇B輸入選項;選擇內(nèi)部終止(800)可決定通道地噪聲選項,。另一種設計功率和噪聲規(guī)格與之相類似,但沒有用于水下聽診器的高阻抗的斷路器穩(wěn)定接口。這種放大器的1/f角度為~10Hz,。

　　調(diào)節(jié)器(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)

　　圖3顯示的是該設計中應用的4階單位品調(diào)節(jié)器,。ADC的性能主要是由第一積分器和反饋DAC決定的。因此,這種調(diào)節(jié)器將大部分功率用在第一積分器上,以獲取最高的線性能力,并最大限度地減少噪聲,。該設計通過選擇恰當?shù)恼{(diào)節(jié)器系數(shù)和動態(tài)地調(diào)整第一積分器偏壓大幅節(jié)省了功率,。此外,粗/精電荷采樣配置可用來降低非線性輸入電流導致的失真度。在所有電路中采用的全差分電路,也有助于降低噪聲并使線性達到最佳,。

圖3 單位4階DS調(diào)節(jié)器

　　第一積分器還采用了一種時鐘化的動態(tài)偏壓A類放大器,在每一個階段中都盡可能地降低了功率損耗,。第一積分器中的放大器負責處理三個不同的任務,即回轉(zhuǎn)、沉降并維持輸出值,。在調(diào)節(jié)器的第一積分器中,各個階段中動態(tài)變化的電流水平也可以保證節(jié)省功率,。更高的電流能夠在相對較短的時間內(nèi)完成回轉(zhuǎn)階段,為接下來的沉降階段節(jié)約了更多的時間。這樣就減少了放大器所需的互導(gm),從而節(jié)約了功率,?；剞D(zhuǎn)階段的電流強度是沉降階段電流強度的四倍。還有一個能夠節(jié)省功率的地方,那就是放大器的第一階段,。放大器第二階段的樣本正是第一階段的輸出數(shù)據(jù),。這一階段的偏置電流有可能降低到沉降階段電流強度的四分之一。這樣可以節(jié)省約30%的功率,。

　　抽取濾波器

　　采用低功率信號處理架構(gòu)的多功能數(shù)字濾波器能夠高效地過濾及抽取前述的單位品調(diào)節(jié)器輸出的數(shù)據(jù),。如圖4所示,這種濾波芯片包括若干用于簡化系統(tǒng)設計的集成外設：如1個用于標準時鐘或曼徹斯特碼輸入、抽取與濾波引擎,、偏移與增益校準的低抖動PLL,、1個檢測DAC位流的發(fā)生器、1個時間間隔控制器,以及8個通用I/O引腳,。

圖4 抽取濾波器芯片方框圖

　　抽取和濾波引擎電路由SINC,、FIR和IIR濾波器組成。SINC濾波器的首要作用是削弱品調(diào)節(jié)器中的帶外噪聲,。在這個過程中,它將單位品數(shù)據(jù)抽取為適應FIR和IIR濾波器的24位數(shù)據(jù),。選定的輸出字率將自動確定SINC濾波器的系數(shù)和抽取率。

　　FIR濾波器用于補償SINC濾波器壓降并生成一個輸入信號混迭元件低通角,。使用配置命令可以選擇片上線性相位或最小相位系數(shù),也可以根據(jù)定制的濾波器反應進行系數(shù)編程,。

　　可選擇的數(shù)字濾波器抽取率可以生成從4000SPS到1SPS不等的輸出字率,利用片上系數(shù)進行設置時,由此產(chǎn)生的帶寬測量幅度也相應達到1600Hz到400MHz,。偏移校準算法可自動推算出偏移修正值,并將增益與偏移修正值應用到數(shù)據(jù)測量中。

　　數(shù)字濾波器芯片內(nèi)置的數(shù)字信號發(fā)生器能夠產(chǎn)生單位正弦波或脈沖函數(shù),。該數(shù)字檢測位流與CS4373檢測DAC相連,可產(chǎn)生高質(zhì)量的模擬檢測信號,或用于測試數(shù)字濾波器和數(shù)字采集電路內(nèi)部回路折返到濾波器的MDATA輸入,。

　　MSYNC輸出信號隨之輸入到SYNC引腳。 MSYNC 為所有網(wǎng)絡操作設定了一個參考時間,。MSYNC 階段將對調(diào)節(jié)器采樣進行排列,即時保障了測量網(wǎng)絡內(nèi)模擬采樣的同步性,。MSYNC 排列了TBS(檢測位流)的時序。SINC濾波器也通過MSYNC信號隨時保持與外部系統(tǒng)的同步運行,。

　　自檢測 DAC

　　圖5顯示的是一個自檢測單位數(shù)模轉(zhuǎn)換器(稱為檢測DAC),。這是一個由上文提到的數(shù)字濾波器芯片產(chǎn)生的單位檢測位流(TBS)驅(qū)動的24位DAC。這也是為地震應用而特別設計的,。它能夠產(chǎn)生差分118dB的線性正弦曲線信號,。頻率與振幅由數(shù)字濾波器結(jié)構(gòu)所產(chǎn)生的TBS決定。它具有兩套差分模擬輸出,一套確保精度,另一套負責進行緩沖,這樣就簡化了數(shù)字采集系統(tǒng)的校準過程和傳感器的檢測過程,。兩套輸出都配有二進制加權(quán)高精度衰減器,變化幅度為11/2-1/64,。

圖5 自檢測DS DAC方框圖

　　低失真度 ADC 的工作原理也被應用在低失真度DAC 當中。 ADC中的第一積分器在一段時間內(nèi)持續(xù)地輸入電壓,然后再輸入數(shù)字數(shù)據(jù)位流,。ADC輸入連續(xù)的時間信號與反饋信息,然后輸出單位數(shù)據(jù),。在這個DAC設計中,所有輸入的單位數(shù)據(jù)、輸出和反饋都是連續(xù)的時間信號,并通過同一個電路實現(xiàn),。詳細架構(gòu)參見圖6,。第一積分器與上文所述的ADC中的第一積分器相同,能夠通過動態(tài)偏置來降低功率。

圖6 自檢測DS DAC方框圖

　　自檢測模式的系統(tǒng)總體性能

　　我們分別在25 ℃,、-40℃ 和85 ℃的條件下測試了10塊電路板,每塊包含四個數(shù)據(jù)采集通道。每個通道采用其相應的自檢測DAC條件下進行測試,。每塊板中的兩個通道(通道1和通道2)配置陸地檢波器放大器(CS3301),另兩個通道(通道3和通道4)則配置水下聽診器(CS3302),。這些電路板都配有PGA、ADC,、抽取濾波器和自檢測DAC,它們都通過了量產(chǎn)測試,符合其說明書的各項指標,。表1列出了在這個測試中每個通道所獲得的平均線性水平。

表1 自檢測模式的系統(tǒng)總體性能

　　在5V峰-峰差分信號水平和31.25Hz的測試頻率下,我們獲得的平均線性水平高于112dB,。在5V電源條件下,平均功耗低于105mW ,。雖然這套數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)是為地震勘探應用而特別設計的,但它也同樣可以應用在許多其他對低頻率、高精度和低功耗有較高要求的應用中,。