摘要
　　本文介紹新型的MOSFET逆變模塊,，用于驅(qū)動(dòng)風(fēng)扇和水泵中的小型直流無(wú)刷電機(jī),。這種功率模塊集成了6個(gè)MOSFET和相應(yīng)的高壓柵極驅(qū)動(dòng)電路 (HVIC)。通過(guò)使用專門設(shè)計(jì)的MOSFET和HVIC,，該模塊能提供最小的功耗和最佳的電磁兼容 (EMC) 特性,。本文將探討這種逆變模塊在電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中所涉及的封裝設(shè)計(jì),、MOSFET和HVIC，并著重討論其中的功率損耗,、電磁干擾和噪聲問(wèn)題,。
　　電氣設(shè)計(jì) ;
　　對(duì)于小型電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，MOSFET在功耗,、成本和性能方面較其它功率開關(guān)管更具優(yōu)勢(shì),。MOSFET的正向特征電阻為歐姆級(jí) (見圖1(a)) ；其導(dǎo)通損耗與漏極電流的平方成正比,，當(dāng)漏極電流低于1A時(shí),，其導(dǎo)通損耗低于額定功率相同的IGBT的導(dǎo)通損耗，這是因?yàn)镮GBT在通態(tài)時(shí)存在閾值電壓,，該電壓隨逆變輸出功率的下降而顯著增加,。大多數(shù)空調(diào)使用的風(fēng)扇電機(jī)功率在50W以下；在這個(gè)功率級(jí)別上,，基于MOSFET的逆變器的效率高于IGBT,。

　　至于其反向特性 (參見圖1(a))，MOSFET中固有的體二極管可充當(dāng)IGBT逆變器中的快速恢復(fù)二極管 (FRD) ,；即可以通過(guò)電子擴(kuò)散過(guò)程實(shí)現(xiàn)快速而平滑的恢復(fù)特性,，同時(shí)節(jié)省了引線框內(nèi)芯片的占用空間。由于MOSFET比一般FRD尺寸大,，其反向壓降小,，而且在柵極為高時(shí)，該壓降甚至?xí)?，這是因?yàn)镸OSFET溝道本身就允許雙向電流,。MOSFET的另一個(gè)優(yōu)勢(shì)是其耐用強(qiáng)度。它比IGBT的耐用強(qiáng)度高,；與額定功率相同的其它器件相比,，具有更寬的安全運(yùn)行區(qū) (SOA)。本文所介紹逆變模塊中的MOSFET在典型的運(yùn)行條件 (Vcc=15V, Vdc="300V", Tc="25"℃) 下,，都能承受80ms的短路電流 (見圖2),。而且，在出現(xiàn)電涌時(shí),，基于MOSFET逆變器的抵御能力優(yōu)于額定電壓相同的IGBT方案,，這已被開關(guān)器件的雪崩額定電壓值所證實(shí)。因此,，在220V下可采用額定電壓為500V的MOSFET,，而在相同條件下采用IGBT，其額定電壓則需要達(dá)到600V,。但是,，傳統(tǒng)的MOSFET開關(guān)速度極高,。MOSFET通常用于快速開關(guān)轉(zhuǎn)換器，如AC/DC或DC/DC電源,，這些應(yīng)用場(chǎng)合要求柵極電荷Qg盡可能少,，以降低開關(guān)損耗。不過(guò),，在電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用中,，這種快速特性沒(méi)有用處，尤其是高的dV/dt值還會(huì)引起電磁干擾,。穩(wěn)定性與最佳性能不易兼顧.

　　通常,，增加?xùn)艠O阻抗會(huì)降低MOSFET的開關(guān)速度。在如圖3(a)所示的半橋電路中,，如果高壓側(cè)MOSFET的柵極阻抗 (在HVIC中實(shí)現(xiàn)) 大,，將會(huì)存在一定的短路電流；這個(gè)電流是上面那個(gè)MOSFET導(dǎo)通時(shí)的密勒電容Cgd感應(yīng)產(chǎn)生的,，不嚴(yán)重時(shí)一般不會(huì)察覺(jué),。但是，正如圖3(b)所示,，這種異常行為會(huì)增加逆變開關(guān)的損耗 (導(dǎo)通損耗),，并最終減弱系統(tǒng)的額定功率和穩(wěn)定性。在這樣的瞬態(tài)過(guò)程中,，要降低開關(guān)速度,，同時(shí)又不失穩(wěn)定性，上方那個(gè)MOSFET的V_gs應(yīng)小于閾值電壓V_th,。換句話說(shuō),，最好通過(guò)調(diào)節(jié)HVIC的關(guān)斷阻抗來(lái)保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，防止因電壓變化而感應(yīng)短路電流,。但這會(huì)增加MOSFET的關(guān)斷dV/dt值,。

　　除了穩(wěn)定性外，在確定柵極電阻時(shí),，還應(yīng)考慮空載時(shí)間和延遲時(shí)間之類的運(yùn)行要求。電壓源逆變器的空載時(shí)間會(huì)降低輸出電壓的質(zhì)量,，進(jìn)而降低電機(jī)的轉(zhuǎn)速性能,。而且，這個(gè)問(wèn)題會(huì)隨開關(guān)頻率的增大而進(jìn)一步惡化,。消費(fèi)電子應(yīng)用中的開關(guān)頻率一般在16kHz以上,，這是為了防止可聽見音頻帶 (人耳可聽到的頻帶) 噪聲；系統(tǒng)開發(fā)人員一般都希望將系統(tǒng)的空載時(shí)間設(shè)計(jì)為1ms,。1ms的理論極限 (控制器可設(shè)置的最小值) 可由公式 (1) 計(jì)算,。

　　T_dead=max(T_off,LS-T_d(on),HS,T_off,HS-T_d(on),LS) ; ; ; ; ; ; ; ; (1)
　　這里,，T_d(on)為導(dǎo)通時(shí)的傳送延遲 (從輸入信號(hào)脈沖的50%起到電流達(dá)到穩(wěn)定所需的時(shí)間) ；T_off為關(guān)斷時(shí)的傳送延遲 (從輸出信號(hào)脈沖的50%起到整流換向完畢所需的時(shí)間),。下標(biāo)HS和LS分別表示高壓側(cè)和低壓側(cè)MOSFET,。要滿足空載時(shí)間要求，可延長(zhǎng)T_d(on),，即增加導(dǎo)通柵極電阻,。但這種方法不適用于通過(guò)檢測(cè)直流通道電流來(lái)測(cè)量三相電流的系統(tǒng)，因?yàn)檫@種系統(tǒng)的一個(gè)關(guān)鍵要求是導(dǎo)通延遲要小,。當(dāng)輸出脈沖寬度小于功率器件的導(dǎo)通延遲時(shí),，不能用電流檢測(cè)技術(shù)來(lái)測(cè)量逆變器的輸出電流。增大導(dǎo)通延遲會(huì)增加電流檢測(cè)的不確定性,，尤其是在調(diào)制指數(shù)小的低速運(yùn)行情況下,。因此，增加導(dǎo)通延遲雖能縮短空載時(shí)間,，但卻會(huì)減弱電機(jī)的低速性能,。
　　上述問(wèn)題不能通過(guò)調(diào)節(jié)某一時(shí)刻的柵極電阻來(lái)解決。為了獲得最佳的性能 (最佳空載時(shí)間,、最佳延遲時(shí)間),，同時(shí)又保持穩(wěn)定性 (防止dV/dt感應(yīng)出短路電流)，必須針對(duì)電機(jī)定 制MOSFET,。除調(diào)節(jié)柵極電阻外,，還需要優(yōu)選MOSFET的Q_g和V_th。在本文介紹的逆變模塊中,，MOSFET的Q_g比值 (即Q_gd/Q_gs) 被設(shè)置為2.0左右,，以防止在最壞的情況下出現(xiàn)短路電流。根據(jù)這個(gè)電荷值確定出適合的柵極電阻范圍,。功率MOSFET的延遲時(shí)間是Vth的對(duì)數(shù)函數(shù),。因此，V_th的變化范圍對(duì)確定最壞情況的延遲時(shí)間和空載時(shí)間有很大作用,。在滿足這些要求的同時(shí),，輸出電壓變化 (dV/dt) 應(yīng)當(dāng)小，以降低電磁干擾,。圖1(a)和(b)所示的開關(guān)特性是滿足如下條件時(shí)測(cè)試的結(jié)果：dV/dt=2kV/ms,，空載時(shí)間=1.0ms，導(dǎo)通延遲時(shí)間=2.5ms (延遲時(shí)間是在最壞的運(yùn)行情況下,，并考慮柵極電阻和其它器件參數(shù)的離差后,，從輸入信號(hào)脈沖中心到建立電流穩(wěn)定所需的時(shí)間)。我們已通過(guò)適當(dāng)選擇柵極導(dǎo)通電阻和閾值電壓達(dá)到了這些條件,。
　　除了這些可預(yù)先確定的特性外,，用戶還可控制模塊的開關(guān)速度,。象其它SPM系列一樣，本文介紹的這種模塊在高壓側(cè)MOSFET上提供開放源極輸入端,，允許用戶加入自己的阻抗單元來(lái)控制高壓側(cè)MOSFET的開關(guān)速度,，從而在開關(guān)損耗與電磁干擾之間作出最佳平衡。

　　應(yīng)用方面的考慮
　　圖4給出了本模塊的一個(gè)應(yīng)用示例,。在圖4(a)和(b) 的模擬中,，假設(shè)結(jié)區(qū)溫度Tj保持為125℃；該溫度為本模塊的最大工作結(jié)區(qū)溫度,。通過(guò)這項(xiàng)模擬,，肯定當(dāng)模塊外殼溫度控制在100℃并采用空間向量調(diào)制 (SVPWM) 時(shí)，輸出功率可大于Pout=100W,，并允許Pd=16W的功率損耗,。根據(jù)這些信息，我們利用一臺(tái)130W BLDC電機(jī)(正弦反電動(dòng)勢(shì)) 和圖4(c)所示的電路,，對(duì)模塊的額定功率進(jìn)行驗(yàn)證實(shí)驗(yàn),。實(shí)驗(yàn)中采用的散熱片有效表面積約為100cm2。采用該散熱片后,，模塊在20kHz SVPWM下可向電機(jī)輸出150W的功率,；熱功耗為12W。而此時(shí)模塊的外殼溫度為86℃,，MOSFET結(jié)區(qū)溫度為104℃,，環(huán)境溫度27℃。在同樣條件下采用圖4(d)所示的非連續(xù)PWM時(shí),，由于有效開關(guān)頻率降低,，模塊的功耗可達(dá)到8W，而逆變器效率可達(dá)到95%,。此時(shí),，模塊的外殼溫度為62℃，結(jié)區(qū)溫度為82℃(已考慮電機(jī)鐵芯的損耗),，逆變器的損耗為整個(gè)系統(tǒng)功耗的27%,。

　　MOSFET逆變器的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是圖4(e)所示的自舉電壓(陰極輸出電壓)。從圖4(e)可以看出,，電機(jī)的工作頻率為10Hz,。圖中畫出了自舉電壓和逆變器輸出電流。當(dāng)電流為正時(shí),，自舉電壓VBS維持在V_CC=15V附近，但當(dāng)電流為負(fù)時(shí),，V_BS就下降到接近10V,。這是由于不同電流方向采用不同的充電機(jī)制所造成 (參見圖5),。當(dāng)輸出電流為正時(shí)，電流要么流經(jīng)高壓側(cè)MOSFET,，要么流經(jīng)低壓側(cè)體二極管,。在這種情況下，當(dāng)?shù)蛪簜?cè)體二極管導(dǎo)通時(shí),，將對(duì)自舉電容CBS充電 (參見圖5(a)),。此時(shí)，對(duì)CBS的充電電壓可由公式(2)表示,。

　　V_chg = V_CC + V_f - (R_BS + R_EH) I_chg - V_Dbs ; ; ; ; ; ; (2)

　　其中，V_Dbs是跨過(guò)陰極輸出二極管的電壓,。如果充電電流小,，V_chg僅僅提高V_f -V_Dbs；該差值最多為1V,，它反映如圖1(b)所示的低壓側(cè)體二極管上的壓降,。但當(dāng)輸出電流為負(fù)時(shí)，充電電壓將由公式(3)表示,。

　　V_chg = V_CC + R_ds(on)I_o - (R_BS + R_EH) I_chg - V_Dbs ; ; ; ; ; (3)
　　這里,，I_o為輸出電流。如果電流是負(fù)的,，充電電壓V_chg將隨輸出電流大幅下降,，這是低壓側(cè)MOSFET作為主用開關(guān)時(shí)MOSFET的正向壓降所致。這個(gè)自舉電壓是高壓側(cè)MOSFET的柵極驅(qū)動(dòng)電源,，且僅在電流為正時(shí)有意義,。當(dāng)電流為正時(shí)，由于MOSFET的Vf小,，自舉電壓變化不大,，因而無(wú)需大的自舉電容。只需用較小的自舉電容就可維持所需的自舉電壓,，這個(gè)電壓僅在電流為正時(shí)用來(lái)維持HVIC的待機(jī)電流,。在過(guò)調(diào)高速電機(jī)運(yùn)行情況下，高壓側(cè)MOSFET在輸出頻率的半個(gè)周期內(nèi)全導(dǎo)通,。例如,，若采用單脈沖模式 (或6級(jí)階梯波模式) 的PWM進(jìn)行調(diào)制，輸出頻率為100Hz,，則高壓側(cè)MOSFET的導(dǎo)通時(shí)間可持續(xù)5ms,。在此期間，不可能一直對(duì)自舉電容充電，而自舉電容的自舉電壓隨HVIC待機(jī)電流的變化可按公式(4)計(jì)算,。
　　ΔV_BS =Δ tI_QBS / C_BS ; ; ; (4)
　　這里,，I_QBS為HVIC的待機(jī)電流，并忽略了C_BS本身的漏電流,。假設(shè)最大待機(jī)電流為100mA,，CBS為1mF，那么,，自舉電壓在5ms內(nèi)的變化 芕BS也只有0.5V,。這意味著，采用1mF的陶瓷電容就足以維持這種MOSFET逆變器在整個(gè)運(yùn)行過(guò)程中所需的自舉電壓,。
　　除了 自舉電路問(wèn)題外,，采用HVIC還會(huì)引起許多別的問(wèn)題；尤其當(dāng)VB電平低于地電平時(shí)最為顯著,。在HVIC中,，高壓側(cè)柵極單元是用p-n結(jié)隔離的，而輸入信號(hào)要通過(guò)額定電壓為625V的電平漂移MOSFET傳輸?shù)礁邏簜?cè)單元,。為了降低信號(hào)傳輸期間的功耗,，將開關(guān)信號(hào)轉(zhuǎn)換成置位復(fù)位脈沖；該脈沖觸發(fā)對(duì)應(yīng)電平漂移MOSFET和高壓側(cè)單元中的置位復(fù)位(SR)閂鎖電路,。當(dāng)V_S低于 -5V時(shí),，電平漂移MOSFET不能傳送觸發(fā)信號(hào)到高壓側(cè)邏輯電路。而且,，若V_B小于0V,，V_B與邏輯地之間的寄生二極管將會(huì)導(dǎo)通；這會(huì)產(chǎn)生過(guò)量的電流,，從而破壞HVIC,。在實(shí)際應(yīng)用中，當(dāng)負(fù)載電流非常大,，或有沖擊電涌噪聲施加在V_B或V_S端時(shí),，V_B可能在很短時(shí)間內(nèi)被拉到0V以下。除了對(duì)HVIC本身造成破壞外,，還會(huì)使HVIC出現(xiàn)誤操作或閂鎖現(xiàn)象,。當(dāng)HVIC出現(xiàn)閂鎖時(shí)，其行為將不可預(yù)測(cè),，而且,，即使在恢復(fù)正常狀態(tài)后，也可能被電源端之間的過(guò)量電流損壞,。這類現(xiàn)象與HVIC的設(shè)計(jì)規(guī)則緊密相關(guān),，在設(shè)計(jì)階段就應(yīng)排除這種隱患,。當(dāng)HVIC產(chǎn)生誤操作時(shí)，誤操作導(dǎo)致的非正常關(guān)斷可能中斷正常的控制動(dòng)作,，但不大可能導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)的破壞,。然而,，如果高壓側(cè)SR閂鎖電路因電涌噪聲而異常開啟,，高壓側(cè)功率MOSFET將處于非控導(dǎo)通狀態(tài)，且不能在輸入信號(hào)的脈沖負(fù)沿到來(lái)時(shí)復(fù)位,。這種行為很可能在逆變器的某一管腳上造成短路,，進(jìn)而破壞功率模塊。為了防止這種現(xiàn)象,，設(shè)計(jì)模塊的HVIC時(shí),，我們針對(duì)可能出現(xiàn)的工作和環(huán)境條件，將出現(xiàn)誤操作的可能性降到最低,。同時(shí),，當(dāng)過(guò)量的電涌或沖擊噪聲施加在器件上時(shí)，電平漂移單元和SR閂鎖電路被設(shè)計(jì)成具有關(guān)斷優(yōu)先的特性,。

　　結(jié)論

　　本文討論了面向小功率電機(jī)驅(qū)動(dòng)應(yīng)用的新型高集成,、低噪聲MOSFET逆變模塊。該模塊專為100W無(wú)刷直流內(nèi)置電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)而開發(fā),。本文還討論了該模塊所采用的封裝技術(shù),、MOSFET和HVIC，以及其應(yīng)用特點(diǎn),。