大多數(shù)的現(xiàn)代電源都要求從輸入線路所吸收的電流包含諧波含量。實際上,，規(guī)范標(biāo)準(zhǔn)要求線路電流接近正弦波形,，而且相位與線路電壓同相。為此,，通常在橋電路與大電容之間插入所謂的PFC預(yù)穩(wěn)壓器,。這個中間段設(shè)計輸出恒定的直流電壓，同時從輸入線路吸收正弦電流,。PFC段通常采用升壓配置,，要求輸出電壓比線路可能最高的電壓電平都要高。這就是為什么歐洲或是通用主電源輸入條件下輸出穩(wěn)壓電平普遍設(shè)定在約390V的原因,。
對于較低功率的應(yīng)用而言,，臨界導(dǎo)電模式(CrM)(也稱作邊界,、邊界線甚至是瞬態(tài)導(dǎo)電模式)通常是首選的控制技術(shù),。這種控制技術(shù)簡單，市場上有采用這種技術(shù)的不同的商用控制器，容易設(shè)計,。然而,，高輸入電壓時，如果輸入和輸出電壓之間的差距小,，PFC段會變得不穩(wěn)定,。本文將說明解決這種問題的方法。PFC段一個更加常見的問題是通常發(fā)生在啟動時的大電流過沖,，而不論采用的是何種控制技術(shù),。
臨界導(dǎo)電模式工作
臨界導(dǎo)電模式(CrM)工作是低功率應(yīng)用中最常見的解決方案。這種控制方法可以采用可變頻率控制原理來描述特征,，即電感電流先上升至所需線路電流的2倍,，然后下降至零，接著再上升至正電流,，期間沒有死區(qū)時間(dead-time),，如圖1所示。這種控制方法需要電路精確地檢測電感的磁芯復(fù)位,。
圖1 臨界導(dǎo)電模式工作
零電流檢測
確定退磁完成的常見解決方案在于感測電感電壓,，更具體地說，就是檢測電感電壓何時降至零,。監(jiān)測線圈電壓并非經(jīng)濟的解決方案,。相反，這升壓電感與小型繞組相關(guān),，這繞組(稱作“零電壓檢測器”或ZCD繞組)提供了電感電壓的一個縮小版本,，能夠用于控制器上，如圖2所示,。ZCD繞組采用耦合形式,，因而它在MOSFET導(dǎo)電時間(反激配置)期間呈現(xiàn)出負(fù)電壓，如圖3中所示,。這繞組提供：
VAUX=-NVIN,，當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時；
VAUX=N(VOUT-VIN),，當(dāng)MOSFET開路時,。
其中，N是輔助繞組與主繞組之間的匝數(shù)比,。
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圖2 NCP1607驅(qū)動的應(yīng)用段典型應(yīng)用示意圖
圖3 波形
當(dāng)ZCD電壓(VAUX)開始下降時線圈電流會達到零,。許多CrM控制器內(nèi)部比較VAUX與接近0V的ZCD參考電壓，檢測出下降沿,，并準(zhǔn)時啟動下一個驅(qū)動信號,。為了實現(xiàn)強固的工作,，應(yīng)用了磁滯機制，并實際上產(chǎn)生較高的(upper)閾值(VAUX上升時有效)及較低的(lower)閾值(VAUX下降時有效),。出于不同原因(如安森美半導(dǎo)體NCP1607 PFC控制器中的ZCD引腳的多功能性),，在大多數(shù)商用器件中這些閾值都相對較高(在1V及2V之間)。
例如,，NCP1607數(shù)據(jù)表中可以發(fā)現(xiàn)下述的ZCD閾值規(guī)范(引腳5是監(jiān)測ZCD信號的電路),。
Vpin5上升：最低值為2.1V，典型值為2.3V,，最大值為2.5V,；
Vpin5下降：最低值為1.5V，典型值為1.6V,，最大值為1.8V,。
要恰當(dāng)?shù)貦z測零電流，VAUX信號必須高于較高的閾值,。
極高輸入線路時的不精確零電流檢測
圖4及圖5顯示出在高線路時會面對的一個問題,。VAUX電壓在退磁相位期間較小，而這時Vin較高,，因為VAUX與輸出輸入電壓差成正比VAUX=N(VOUT-VIN),。此外，如圖4所示,，輸入電壓在開關(guān)頻率呈現(xiàn)出交流含量,。因此，VAUX波形并不平坦,，相反,，它還包含紋波。在低線路時,，這紋波可以忽略不計,。在高線路時，VAUX幅度在退磁相位期間較小,。因此,，這些振蕩可能大到足以導(dǎo)致過早檢測電感磁芯復(fù)位。事實上,，如圖4和圖5所示的那樣,，零電流檢測的精度降低了。
圖4 不精確零電流檢測導(dǎo)致的不穩(wěn)定性
圖5 連續(xù)導(dǎo)電模式工作
圖4顯示出現(xiàn)不穩(wěn)定性問題時高輸入線路(正弦波頂端,，此處Vin約為380V)下的VAUX電壓,。我們可以看到MOSFET關(guān)閉時，VAUX電壓輕微躍升至高于ZCD閾值,。由于其大紋波的緣故,，在退磁相位期間,，VAUX電壓首先增加，然后下降,。由于在某些開關(guān)周期的末段VAUX接近ZCD閾值，這VAUX電壓下降導(dǎo)致零電壓比較器在電感磁芯完全復(fù)位前就翻轉(zhuǎn)(trip),。圖5證實了這一論斷,。有時，升壓二極管仍在導(dǎo)電時,，PFC段開始新的周期,。這個現(xiàn)象主要導(dǎo)致線路電流失真(見紅色跡線)、功率因數(shù)退化,，并可能有一些頻率處在人耳可聽到的噪聲,。
改善高線路工作的簡單調(diào)整方法
如圖6所示，在VCC與引腳5(ZCD引腳)之間布設(shè)一顆電阻,，能夠減輕或抑制這個現(xiàn)象,。這樣一來，ZCD引腳上就產(chǎn)生了偏置,。
圖6 ZCD引腳上的調(diào)整
在測試的應(yīng)用中,，VCC為15V，且Rzcd=68kΩ,。在VCC與引腳5之間增加一顆電阻Roff=680kΩ,，就改變了施加在引腳5(ZCD引腳)上的電壓。退磁相位期間ZCD引腳上施加的實際VAUX電壓就變?yōu)椋?/p>
(1)
然后,，施加在引腳5上的電壓就偏置,。事實上，這就像是VAUX電壓與減小了1.36V的ZCD閾值比較,。這樣一來,，新的實際ZCD閾值就是：
Vpin5上升：最低值為0.74V，典型值為0.94V,最大值為1.14V,；
Vpin5下降：最低值為0.14V,，典型值為0.24V,最大值為0.44V。
這些降低的ZCD閾值增加了ZCD的精度,，并能抑制CCM工作,，在相同條件下獲得的波特圖（見圖7）就證實了這一點。
圖7 調(diào)整改善器件工作
必須注意,，Vpin5下降(我們的案例中是1.5V)時,，偏置必須保持在低于ZCD最低閾值。這是為了確保新的實際ZCD閾值(Vpin5下降時) 保持高于0V,。否則,，系統(tǒng)可能難于檢測磁芯復(fù)位并因此啟動新的開關(guān)序列,。出于這個目的，應(yīng)當(dāng)考慮到VCC的變化,。
啟動時的大過沖
PFC段從輸入線路正弦波電壓源吸收正弦電流,，因此，它們?yōu)樨?fù)載提供僅匹配平均需求的方波正弦功率,。輸出電容(大電容)“吸收”實際提供的功率與負(fù)載消耗的功率之差值,。
● 饋送給負(fù)載的功率低于需求時，輸出電容放電,，補償功率差額,。
● 提供的功率超過負(fù)載功耗時，輸出電容充電,，存儲多余的能量,。
因此，輸出電壓呈現(xiàn)出輸入線路頻率2倍的低頻交流含量,。不利的是,，PFC電流整形(current-shaping)方法均基于控制信號無紋波的假設(shè)。否則,，就不能夠優(yōu)化功率因數(shù),，因為輸入線路電流重新復(fù)制了控制信號失真。這就是眾所周知的PFC電路動態(tài)性能差的原因,。它們的穩(wěn)壓環(huán)路帶寬設(shè)得極低,，從而抑制100Hz或120Hz紋波，否則輸出電壓就會注入這紋波,。
由于系統(tǒng)極慢,，PFC段遭受陡峭的負(fù)載或輸入電壓變化時，會在大電容上呈現(xiàn)出大的過沖(over-shoot)或欠沖(under-shoot),。啟動序列就是這些瞬態(tài)中的一種,，能夠產(chǎn)生大的電壓過應(yīng)力(over-stress)。
圖8 輸出電壓紋波
圖9展示能在啟動相位期間觀察到的那類過沖,。這波特圖是使用由NCP1607驅(qū)動,、負(fù)載是下行轉(zhuǎn)換器的PFC段獲得的。
圖9 啟動相位期間的過沖
承受啟動過沖
應(yīng)用軟啟動是減小過沖的一種自然選擇,。然而,，設(shè)計人員所選擇的控制器并不必須具有這個功能特性。此外,，從定義來看,，這種功能減緩了啟動速度，而這并非總是可以接受,。
另外一種簡單的選擇涉及在反饋感測電阻分壓器處增加一個電容,，如圖10所示,。在這個圖中，我們假定感測網(wǎng)絡(luò)中上部的電阻分割為兩個電阻,，而電容Cfb并聯(lián)連接在其中一個電阻的兩端,。
圖10 小幅調(diào)整反饋網(wǎng)絡(luò)
如果控制電路中嵌入了傳統(tǒng)的誤差放大器，讓我們分析電容Cfb的影響,。在穩(wěn)態(tài),，Cfb改變了傳遞函數(shù)。通過檢測,，我們立即注意到它增加了：
處于下述頻率的一個零點：
(2)
處于下述頻率的一個極點：
(3)
控制器集成了傳導(dǎo)誤差放大器(OTA)時，情況就有點不同,。這是因為反饋引腳(誤差放大器的反相輸入)不再是虛接地(virtual ground),。因此，電阻分壓器中下部位置的電阻(RfbL)影響了極點頻率的表達式,。實際上,，采用OTA時：
(4)
然而，PFC輸出電壓的穩(wěn)壓電平通常處于390V范圍,，而控制器參考電壓處在少數(shù)幾伏的范圍,。因此，與(RfbU1+RfbU2)相比,，RfbL極?。蝗绻鸕fbU1與RfbU2處在相同范圍,，或如果RfbU1小于RfbU2,，我們就可以考慮：RfbL=RfbU2。事實上,，設(shè)計人員基于這些考慮因素,，能夠得出近似Cfb產(chǎn)生的極點頻率，即：
(5)
最后,，兩種配置中都獲得相同的極點,。
這些條件(RfbU1≈RfbU2)或(RfbU1≤RfbU2)并非限制性條件。相反,，滿足這些條件是明智之舉,，因為RfbU1兩端的電壓及相應(yīng)的Cfb兩端的電壓取決于RfbU1值與(RfbU1+RfbU2+RfbL)總電阻值的相對比較關(guān)系。這就是為什么它們是現(xiàn)實可行的原因,。
如果RfbU1與RfbU2這兩個電阻擁有類似阻值,，
(6)
如果RfbL=RfbU2：
(7)
最后，如果與RfbU2相比RfbU1極小,，我們就獲得在控制至輸出傳遞函數(shù)中抵消(cancel)的極點和零點,。這樣,，增加Cfb就對環(huán)路和交越頻率沒有影響。如果RfbU1與RfbU2處在相同范圍,，低頻增益就略微增加,，交越頻率就以跟fp與fz的相同比率增加。事實上,，特別是在RfbL=RfbU2時,，這個增加的電容并不會大幅改變PFC段的動態(tài)性能。
然而,，在啟動相位期間,，這個電容發(fā)揮重要作用。當(dāng)輸出電壓上升時,，Cfb電容也充電,。Cfb充電電流增加到反饋電流中，所以穩(wěn)壓電平臨時降低,。這增加的電流與Cfb電容值成正比,，并取決于輸出電壓的陡峭度，因此,，在輸出電壓快速充電時,，這個影響更引人注目。
實際驗證
在應(yīng)用中已經(jīng)測試了調(diào)整方法,，反饋網(wǎng)絡(luò)如下所示：
RfbU1≈RfbU2=470kΩ
RfbL=6.2kΩ
電阻RfbU1兩端放置了一個100nF電容,。它必須是一種高壓電容，因為若我們假定輸出電壓最大值為450V,，它兩端的電壓可能達到223V,。作為一項經(jīng)驗法則(rule of the thumb)，我們選擇了100nF電容值,，這樣,，在觀測到過沖時，時間常數(shù)（RfbU1Cfb）就處在啟動時間的范圍之內(nèi),。
圖11比較沒有時的啟動序列(左圖)與有Cfb時的啟動相位(右圖),。這些波特圖清楚顯示電容的影響。Cfb充電電流人為地增加了輸出電壓(即圖中的Vbulk)充電期間的反饋電流,，導(dǎo)致預(yù)期的控制信號(Vcontrol)放電,。因此就沒有觀測到輸出電壓過沖。我們可進一步指明,，啟動時間未受明顯影響,。
圖11 有Cfb(左圖)及沒有Cfb(右圖)時的啟動特性
圖12顯示了沒有Cfb時(左圖)及有Cfb時(右圖)PFC段對突兀的負(fù)載改變(120W階躍)的響應(yīng)。我們的案例中(RfbU1=RfbU2)，Cfb產(chǎn)生并不會相互抵消的額外極點及額外零點,，且輕微改變環(huán)路特性,。然而，最重要的是,，采用Cfb還是改善了響應(yīng),，因為較大的輸出偏差(Output deviation)使這些負(fù)載階躍類似于啟動瞬態(tài)。因此,，Cfb在這里同樣幫助控制電路出現(xiàn)預(yù)料中的所期望的電平恢復(fù),。
12 沒有Cfb時(左圖)及有Cfb時(右圖)PFC段對負(fù)載階躍變化的響應(yīng)
結(jié)論
本文討論了如何解決PFC段經(jīng)常會面對的兩個問題。首先,，在CrM應(yīng)用中,，零電流檢測在高輸入線路時精度不高，而當(dāng)輸入線路電壓非常接近輸出電壓時,，可能會出現(xiàn)某些不需要的連續(xù)導(dǎo)電模式周期,，導(dǎo)致一些功率因數(shù)退化，及可能出現(xiàn)一些人耳可聽到的噪聲,。能夠使用一顆簡單的電阻來改善這功能,。其次,，在啟動序列期間,，PFC段也可能呈現(xiàn)出過大的過沖?？梢栽诜答伕袦y網(wǎng)絡(luò)中放置一顆電容來限制或抑制這過應(yīng)力,。即便是在電源設(shè)計的極晚階段，這兩種調(diào)整方法都易于實施,。