降壓開關(guān)電源的設(shè)計過程非常簡單，從最初的規(guī)格說明出發(fā),，為設(shè)計選擇合適的“核心電路”,，再配置一些外部元件，最 后仿真和驗證以完成設(shè)計方案,。但是目前有很多種控制技術(shù)，如何做出合適的決定很具挑戰(zhàn)性,。為了選擇更合適的控制器或調(diào)節(jié)器,，必須進行深入的研究。
經(jīng)典的PWM控制技術(shù)
最常見的控制器采用經(jīng)典的脈沖寬度調(diào)制 (PWM) 技術(shù),，利用內(nèi)部時鐘引導(dǎo)每個工作周期的開始,，使主MOSFET導(dǎo)通。通過比較控制電壓 (Vc) 和鋸齒波電壓幅度(Vp),，能夠?qū)﹃P(guān)閉時間進行定時,，如圖1所示。
圖1 電壓模式降壓穩(wěn)壓器的基本架構(gòu)
鋸齒波有三種不同的生成方式,，與之對應(yīng)的是電壓模式,、電壓型前饋控制和電流模式這三種控制技術(shù)。
電壓模式：經(jīng)典
控制器內(nèi)部產(chǎn)生一個恒定的鋸齒波,，它具有恒定的電壓幅度,。
電壓模式避免了電流模式斜率補償所帶來的復(fù)雜度增加，不容易受噪聲影響，而且通常檢測輸出電流所需的消隱時間更短,。環(huán)路增益和帶寬也隨著輸入電壓的增加而增大,。
因為簡單，電壓模式廣泛使用在低輸出電流的應(yīng)用中,，此時輸入線路相對穩(wěn)定,，具有比較慢的線路瞬態(tài)變化。
調(diào)制器和功率級的增益如下：
(1)
這里,，Rc是輸出電容的ESR,，是輸出負(fù)載的阻抗;L和C分別是輸出濾波器的電感和電容值，調(diào)節(jié)器的環(huán)路增益H(s)表示成：
(2)
調(diào)制器和功率級的增益直接跟隨輸入電壓(Vin)的增加而增加,。和頻率相關(guān)的項是LC網(wǎng)絡(luò)的傳輸函數(shù),。該網(wǎng)絡(luò)具有電感和輸出電容所引入的雙重極點，同時還具有一個零點,，該零點由輸出電容C和它的ESR造成,。
電壓型前饋控制
鋸齒波的斜率隨輸入電壓變化，而且消除了輸入電壓變化導(dǎo)致的環(huán)路增益和帶寬的可變性,。電壓型前饋控制避免了公式(1)和(2)對輸入電壓的依賴,。
線路瞬態(tài)響應(yīng)也有所改善，這是由于調(diào)節(jié)器在輸出電壓發(fā)生變化之前(輸入電壓的變化所致)就改變了占空比,。電壓型前饋控制所帶來的另一個好處在于可以在輸入電壓的整個變化范圍內(nèi)優(yōu)化環(huán)路增益,。
電流模式：傳統(tǒng)而且高性能
電流模式并沒有使用恒定的鋸齒波來控制占空比，而是采用了輸出電感電流所產(chǎn)生的鋸齒波(見圖2),。電流檢測放大器通過測量主MOSFET導(dǎo) 通時的電流來檢測電感電流,。添加了固定的校正斜坡，從而消除了占空比大于50%所帶來的次諧波振蕩問題,。在開關(guān)周期的開始階段，開關(guān)打開,，Rs和電流檢測放大器檢測電感電流,。然后把電流檢測信號加到校正斜坡中，當(dāng)這兩個波形的和超過Vc時,，比較器的輸出變低,，關(guān)閉輸出開關(guān)。在電流模式技術(shù)中,，調(diào)制器,、輸出開關(guān)和電感的工作原理類似于跨導(dǎo)放大器，給輸出提供一個經(jīng)過調(diào)節(jié)的電流,。結(jié)果,，由于屬于基本的電壓模式控制，該級的增益不受Vin的變化影響。但是,，該級的增益將隨負(fù)載阻抗發(fā)生變化,。
圖2 電流模式降壓穩(wěn)壓器的基本架構(gòu)(LM5642)
電流模式控制具備以下一些優(yōu)點，例如：并行連接的相位之間存在著更好的電流共享,，L-C輸出濾波器的單極點帶來了較好的頻率補償,，具有精確的逐周期電流限制以及對輸入干擾不敏感等。
如果我們對傳統(tǒng)電流模式控制器的補償級進行深入研究,，會發(fā)現(xiàn)調(diào)制器和功率級的增益如下：
(3)
這里,，Ri是電流檢測增益:Ri=Ai·Rs (4)
D’是關(guān)工作周期:D’=1-D (5)
斜波補償因子表示為:
(6)
其中，Se是校正斜坡的斜率,， Sn是檢測到的電流波形的斜率,。
(7)
阻尼因子表示為：
(8)
公式(3)中的第一項表明增益是負(fù)載阻抗RL和電流檢測增益Ri的函數(shù)。第二項給出了斜波補償項,。當(dāng)校正斜坡斜率Se大于電流波形的正斜率Sn時,，斜波補償因子Mc充分增加，從而對增益進行衰減,。
第三項給出了起決定作用的低頻特性,。它具有一個由輸出電容的ESR引入的零點，以及單極點wp,，該極點的數(shù)值由輸出電容和負(fù)載阻抗決定,。
第四項包含兩個位于開關(guān)頻率一半處的極點。這些極點的峰值受阻尼因子Qp控制,，而阻尼因子又進一步受校正斜坡控制,。如果斜坡太小，這些極點將使調(diào)節(jié)器的環(huán)路增益到達(dá)最高點,，如果占空比大于50%,，在一半開關(guān)頻率處的環(huán)路增益將超過0dB。這將導(dǎo)致電流模式控制發(fā)生次諧波振蕩,。
電流模式控制最主要的弱點在于,，難以測量具有小占空比的電流。這種測量方式易受噪聲影響,，并且調(diào)制有時可能會不穩(wěn)定,。
磁滯控制技術(shù)：簡單快速
另一個可能的方案是磁滯控制技術(shù)(見圖3)。調(diào)制器就是一個具備內(nèi)置輸入磁滯(幾毫伏)的比較器,，用于比較反饋電壓和參考電壓,。當(dāng)反饋電壓大于參考電壓半個磁滯電壓時，比較器的輸出變低,，關(guān)閉開關(guān),。開關(guān)將一直保持關(guān)閉狀態(tài),，直到反饋電壓跌到比參考電壓低半個磁滯電壓為止。
圖3 磁滯降壓穩(wěn)壓器的基本架構(gòu)(LM3485)
這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以對負(fù)載瞬態(tài)變化做出極快的響應(yīng),，非常簡單而且不需要頻率補償,。
這種方案的主要問題在于開關(guān)頻率不是由振蕩器設(shè)定，不恒定而且依賴于很多變量,。開關(guān)頻率很大程度上依賴于元件參數(shù)和工作條件的變化,。輸入電壓、負(fù)載電流,、電感值和輸出電容(特別是它的等效串聯(lián)電阻ESR)都對開關(guān)頻率有很大影響,。
這種控制DC電壓的技術(shù)優(yōu)點在于簡單的控制環(huán)路。很容易使控制器穩(wěn)定,。
控制環(huán)路不僅穩(wěn)定而且響應(yīng)非常迅速(響應(yīng)延遲僅為90ns),。與大占空比(達(dá)到100%)特性相結(jié)合，可以產(chǎn)生非常迅速的瞬態(tài)響應(yīng),。與競爭的調(diào)節(jié)器架構(gòu)(PWM電流模式或電壓模式)相比,，它更具有優(yōu)勢。
由于開關(guān)頻率不是由可控振蕩器設(shè)定,，它將隨不同的外部元件和輸入電壓的變化而發(fā)生變化,。如果在特定應(yīng)用中要求開關(guān)頻率固定，將很難找到合適的設(shè)計方案,。
恒定開啟時間的磁滯控制技術(shù)
如上所述,，磁滯控制技術(shù)具備一些有趣的優(yōu)勢，唯一的問題在于開關(guān)頻率不可預(yù)測,。
如果在一個傳統(tǒng)的磁滯控制技術(shù)中,，加入與輸入電壓成反比的單次觸發(fā)開啟時間，開關(guān)頻率就會保持相對恒定,?？梢詰?yīng)用于任意降壓調(diào)節(jié)器(工作在連續(xù)導(dǎo)通模式)的基本降壓調(diào)節(jié)器公式定義了降壓開關(guān)的占空比D。
D=Vout/Vin =Ton·Fs (9)
其中,，Ton是開啟時間,， Fs 是工作頻率。
如果把開啟時間設(shè)定成與輸入電壓Vin成反比,。
Ton=K·Ron/Vin (10)
其中，K是常數(shù),，Ron是可編程電阻,，把公式(10)中的Ton代入到公式(9)中，解出Fs ,。
Fs =Vout/(K·Ron) (11)
既然Vout,、 K和Ron都是常數(shù),，工作頻率也將是常數(shù)。實際上,，真實的工作頻率將會變化大約10%,，這由單次觸發(fā)的非線性、傳播延遲和非理想的開關(guān)壓降造成,。
通過以上討論可以看到,，該技術(shù)使整個系統(tǒng)解決方案的成本大大降低。由于不存在環(huán)路補償或穩(wěn)定性問題,，這種概念很容易實現(xiàn),。同時，由于電路不 需要反饋元件(會限制帶寬),，瞬態(tài)響應(yīng)將會非常迅速,。正是由于上述因素，這種概念把PWM固定頻率原理和磁滯模式的很多優(yōu)點結(jié)合到了一種解決方案中,。