電動自行車作為一種環(huán)保的交通工具已得到了廣泛使用,。直流無刷電機及控制器是電動自行車中的關(guān)鍵部件,，其性能決定了整個系統(tǒng)的電能轉(zhuǎn)換效率?？刂破鞲鶕?jù)霍爾傳感器輸出信號,，驅(qū)動3相全橋電路,，實現(xiàn)對直流無刷電機的控制，因此霍爾信號的準(zhǔn)確性及換相的實時性會直接影響電機的性能,。在現(xiàn)有電動自行車控制器方案中,，霍爾傳感器信號的采集均采用軟件掃描形式進行，換相操作也通過軟件處理,，換相誤差大,，實時性差，尤其對中高速電機更為明顯,。而英飛凌公司的XC866/846可以支持硬件霍爾信號采集,、換相操作，且無需額外電路即可實現(xiàn)同步整流控制,，單片機利用率高,，電機控制性能好。
直流無刷電機控制
傳統(tǒng)的直流無刷電機采用梯形波驅(qū)動方式,，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1a所示,，MCU根據(jù)三個霍爾傳感器信號調(diào)制PWM輸出，PWM驅(qū)動波形如圖1b所示,。由于在這種控制方式下,，電機端電壓波形為梯形波，因此也稱為梯形波控制,。從圖1中可以看出,，PWM輸出存在6種狀態(tài)，對于每種狀態(tài),，逆變橋的6個功率管中僅有2個工作,，例如，當(dāng)狀態(tài)等于5時,，CC60和COUT62對應(yīng)通道開通,。
圖1：直流無刷電機控制拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及PWM驅(qū)動信號波形。
在PWM開通和關(guān)斷期間,，逆變橋內(nèi)的電流如圖2所示(以狀態(tài)5為例),。當(dāng)PWM開通時，電流經(jīng)過M1,，經(jīng)過電機及M6返回電源,。當(dāng)PWM關(guān)閉時，續(xù)流電流經(jīng)由D2(M2中的寄生二極管),、電機相線和M6返回電源,。由于二極管D2的導(dǎo)通壓降為0.6～1V左右，因此續(xù)流電流在這個二極管上會產(chǎn)生較大的損耗,，當(dāng)電機負(fù)載大,、續(xù)流電流大的時候,，損耗問題更加嚴(yán)重，將影響逆變器效率,。
圖2：簡單梯形波控制中的電流示意圖,。
為減少續(xù)流電流在寄生二極管上產(chǎn)生的損耗，在一些應(yīng)用中使用MOSFET作為逆變元件,。由于MOFSET具有導(dǎo)通阻抗低,、電流可以雙向流動的特點，在M1關(guān)斷,，進入續(xù)流階段時,，開通M2，使續(xù)流電流流經(jīng)M2,，由于MOSFET的導(dǎo)通阻抗極低,，損耗很小，例如當(dāng)續(xù)流電流為10A,，MOSFET導(dǎo)通電阻10mΩ,，二極管D2壓降0.7v時,，若續(xù)流電流流經(jīng)D2時產(chǎn)生損耗為7W,，而流經(jīng)MOSFET時產(chǎn)生損耗僅為1W，因此使用這種控制方式可以減少損耗,，提高逆變器的效率,，在續(xù)流電流大的情況下效果更加明顯。這種控制方式亦稱為同步整流,，電流示意圖如圖3a,。由于MOSFET的上、下管需要交替開通,，為避免直通的危險,，需要添加死區(qū)時間。采用同步整流控制時,，6路PWM的驅(qū)動波形如圖3b所示,。
圖3：同步整流控制中的PWM驅(qū)動及電流示意圖。
CCU6E霍爾傳感器模式
捕獲/比較單元6(CCU6E)是英飛凌的8/16位單片機中包含的專用電機驅(qū)動單元,，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖4所示,。CCU6E包含兩個專用16位定時器(T12，T13),，可以產(chǎn)生各種PWM調(diào)制信號,，支持交流電機、直流無刷電機,、開關(guān)磁阻電機等多種電機控制,，結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示,。CCU6E還提供支持塊交換和多相電機控制的多通道模式，并集成專用霍爾傳感器模式,，可在使用極少CPU資源的前提下實現(xiàn)直流無刷電機的控制,。
圖4：CCU6E結(jié)構(gòu)框圖。
霍爾傳感器模式如圖6所示,。在霍爾傳感器模式中,，CCU6E通過專用輸入接口*OS0、1,、2自動采樣霍爾信號,，為濾除霍爾信號中的干擾，CCU6E利用死區(qū)時間計數(shù)器DTC0實現(xiàn)濾波功能,，任何霍爾信號的跳變將自動重載DTC0并開始向下計數(shù),，當(dāng)DTC0計數(shù)到1時，進行霍爾信號的采集操作,。從而在霍爾信號變化到采樣點之間產(chǎn)生了一個延時,，減少干擾對換相的影響。
圖5：寄存器MCMOUTL定義,。
當(dāng)濾波延時完成后,，CCU6E會自動進行霍爾信號的采樣和比較操作，如果霍爾輸入值等于期望值(MCMOUTH中EXPH),，則表明發(fā)生正確的霍爾換相事件(CHE),，可觸發(fā)正確霍爾換相中斷。如果輸入霍爾信號既不等于期望值,，也不等于當(dāng)前霍爾值,，則表明霍爾信號發(fā)生錯誤(如霍爾信號線斷開)，同時可觸發(fā)錯誤霍爾事件中斷,，通知CPU進行相應(yīng)處理,。
圖6：CCU6E 霍爾傳感器模式示意圖。
正確霍爾換相事件(CHE)可以觸發(fā)換相操作,，自動更新多通道模式輸出控制寄存器(MCMOUTL),。MCMOUTL用于調(diào)制6路PWM，其寄存器定義如圖5所示,，MCMPx(x = 0～5)用于調(diào)制6路PWM(CC60～62,，COUT60～62)，當(dāng)MCMPx = 1時,，對應(yīng)的PWM通道輸出PWM,，當(dāng)MCMPx = 0時，對應(yīng)的PWM輸出無效電平,，因此對MCMOUL的更新即可以實現(xiàn)對6路PWM的調(diào)制操作,。
為避免軟件更新MCMOUTL帶來的換相延遲,，CCU6E添加了映射機制，使用MCMOUTSL寄存器(映射寄存器),。當(dāng)正確換相事件發(fā)生時,，MCMOUTSL中的內(nèi)容會自動更新到MCMOUTL中，從而自動改變6路PWM的輸出狀態(tài),。用戶程序僅需在下次換相前更新映射寄存器MCMOUTSL即可,。
定時器T13用于產(chǎn)生PWM信號，PWM與MCMPx(x = 0～5)進行耦合,，輸出到PWM端口,，產(chǎn)生所需的PWM。
在霍爾傳感器模式中,，CCU6E可以自動進行霍爾信號的濾波,、采樣、比較,、換相操作,，與傳統(tǒng)的軟件掃描相比，換相準(zhǔn)確,，換相誤差小,，尤其對于高速直流無刷電機等對換相誤差要求高的應(yīng)用領(lǐng)域，其優(yōu)勢更加明顯,。
霍爾傳感器模式在同步整流中的應(yīng)用
在同步整流控制中,，需要互補輸出的PWM，但T13無法滿足要求,，因此需要使用T12生成互補PWM，DTC0～2用于死區(qū)時間生成,。由于霍爾傳感器模式中使用DTC0進行霍爾濾波操作,，因此在同步整流中無法使用。此時利用CCU6E中T13可與其它外部事件進行同步的特性替代DTC0,，完成硬件霍爾濾波,。系統(tǒng)框圖如7所示，任何霍爾信號的跳變可自動觸發(fā)T13定時操作(T13TEC = 0x07),，通過設(shè)定T13周期值即可實現(xiàn)濾波時間的設(shè)定,，當(dāng)T13計數(shù)到周期設(shè)定值時，自動觸發(fā)霍爾信號的采樣及比較操作(HSYNC = 0x02),。PWM由T12與3個通道設(shè)定值比較產(chǎn)生,，同時添加死區(qū)時間，當(dāng)正確霍爾事件發(fā)生時,，PWM信號與MCMPx耦合,，輸出到對應(yīng)的PWM端口,。
圖7：適用于同步整流的“霍爾傳感器模式”示意圖。
實驗結(jié)果
本文針對上述控制方法,，在英飛凌低壓驅(qū)動套件上進行實現(xiàn),，驅(qū)動24V直流無刷電機BL3056，PWM頻率15K,，霍爾信號通過*OS0 - 2輸入,，霍爾輸入濾波時間10us，實現(xiàn)同步整流控制,。電機端線對地電壓如圖8所示,。每相逆變橋的上、下管交替導(dǎo)通,，死區(qū)時間為2us,。
圖8：同步整流控制中電機端線及逆變橋驅(qū)動電壓。
圖9為同步整流控制下,，霍爾信號輸入及換相之間的波形圖,，其中紫、黃,、綠色波形為霍爾輸入信號,，D0～D5為六路PWM輸出信號，由圖可以看出霍爾信號跳變至輸出PWM換相之間的間隔為10us,，正好為T13的濾波時間,。
圖9：利用霍爾傳感器模式時的換相波形。
本文小結(jié)
本文闡述了利用英飛凌XC866/846中包含的CCU6E模塊實現(xiàn)硬件霍爾換相和同步整流的方案,，并進行了驗證,。與傳統(tǒng)的利用軟件掃描霍爾輸入的方案相比，CCU6E可以自動進行霍爾信號濾波,、采樣,、比較及換相等操作，CPU占用率低,，占有軟件資源少,，換相誤差小，電機控制效率高,，對于高速電機等對換相誤差要求高的應(yīng)用,，具有很大優(yōu)勢。
