《電子技術(shù)應(yīng)用》
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PSR控制應(yīng)用于小功率電源
摘要: 近兩年由于PSR線路簡單,成本低,,所以在充電器,,LED驅(qū)動應(yīng)用方面相當流行,模擬方式(部分廠家是帶數(shù)字控制的,,如IWATT,,本貼只針對較流行的DCM模式的模擬方式 的)實現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的,只是有些參數(shù)定義不一定,!但有些廠家只是給出計算公式,,但對恒流方面,沒有真正詳細的講解,!在此我會和廣大網(wǎng)友分享我對此的理解,。
關(guān)鍵詞: LED背光|驅(qū)動 PSR 漏感 IWATT
Abstract:
Key words :

近兩年由于PSR線路簡單,成本低,,所以在充電器,,LED驅(qū)動應(yīng)用方面相當流行,模擬方式(部分廠家是帶數(shù)字控制的,,如IWATT,,本貼只針對較流行的DCM模式的模擬方式 的)實現(xiàn)的PSR工作原理是大同小異的,只是有些參數(shù)定義不一定,!但有些廠家只是給出計算公式,,但對恒流方面,,沒有真正詳細的講解!在此我會和廣大網(wǎng)友分享我對此的理解,。

 先談?wù)凜V操作模式,,現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓,由于漏感的原因,,在MOS關(guān)斷后,,也就是次級二極管導(dǎo)通瞬間,會產(chǎn)生一個尖峰,,影響電壓采樣,,為了避開個這個尖峰,大部分廠家都是采用延時采機,,也就是在MOS管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓,。從而避開漏感尖峰。PI是在高壓開關(guān)關(guān)斷2.5 μs采樣,。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護上也都有應(yīng)用,,比如OB2203和UCC28600,NCP1377上都有這樣的應(yīng)用,,所以可以得到較高精度的過壓保護,。

還有些廠家是在下取樣電阻上并一個小容量的電容來實現(xiàn)。同時建義大家吸收電路使用恢復(fù)時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收,??梢詼p小漏感產(chǎn)生的振鈴,從而減小取樣誤差,。得到較高采樣精度,。次級圈數(shù)固定,輔助繞組固定,,取樣精度高,。比較器內(nèi)部精度也高,自然可以得到較高的輸出電壓精度,。

 先寫個變壓器的基本公式,。Np*Ipk=Ns*Ipks(變壓器次級只有一個繞組Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數(shù),初級峰值電流,,次級圈數(shù),,次級峰值電流 .

 當工作在DCM模式時,輸出電流是次級電流(如圖的三角形)在一個工作周期的平均值,,所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T為工作周期,。

Np*Ipk=Ns*Ipks

所以Ipks=Np*Ipk /Ns,

將Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ,

得到Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2,。

可以看出Np,Ns為常數(shù),,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出,。

市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓,同時為了避免寄生電容在導(dǎo)通時產(chǎn)生的電流尖峰,,會加入一段消隱時間,。

Td/T 是由IC內(nèi)部固定的。OB的是0.5(他是給出TD同頻率的關(guān)系),,BYD的1508是直接給來的0.42,。仙童的沒有直接給出1317沒直接給出這個值,而是給出了一個計算初級電流的公式,。也是間接告訴了Td/T ,。

CC時,在不同輸出電壓情況下,,工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電流,。這就是實現(xiàn)恒流的基本原理,輸出電壓變化時能保證電流不變,。只要保證IC  Td/T 的精度,,以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度。這兩部分基本上取決于IC,。取樣電阻保證1%是沒有問題的,。

Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。

可以看出Np,Ns為常數(shù),,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出,。

CC時,負載電壓變化會引起頻率的變化,,電壓高時頻率,,低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流,。后面會分析一下,關(guān)于PSR如何補償電感量變化,,以及合理的電感量選擇,。

電容端變化是有個過程的。在CC模式時,,當負載變小的,,輸出電壓下降,Td和T會同時增大,,但比例不變,。因為Ipk*ton是不變的。因為Vin和L是不變的,。根據(jù)伏秒變衡,。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的,,N為常數(shù),所以輸出負載的變化會引起輸出電壓的變化,,輸出電壓的變化會引起Td的變化,,而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補償?shù)脑???催^PI LN60X實驗視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補償。

當電感量低出設(shè)計正常值時,,達到同樣的峰值電流需要的時間就短了,,Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式時等于峰值電流,而峰值電流是固定的,。V就是Vin,為常數(shù),。所以L低會造成Δt下降,也就是Ton下降,。根據(jù)伏秒平衡,,Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數(shù),,Ton的下降同樣也造成Td下降,。由于Td比上周期T為固定值,Td下降造成T變小,,所以頻率就升高了,。但是由于有最高頻率的限制。

所以設(shè)計時要注意在最重負載時,,頻率不能工作在最高頻率,,這樣電感量的變化將得不到補償。應(yīng)適當?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率,。電感量高出正常值時,,結(jié)果當然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2,。只要Ipk,Td/T不變,,輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化,。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出,。I固定,輸出功率不變,,L的變化引起的是頻率f的變化,。但一定要注意最高工作頻率限制。

電源參數(shù)(7*1W LED驅(qū)動): 輸入 AC 90-264V  輸出:25.8V 0.3A

從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準為2V,,占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16,,AE=19.3mm^2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高,,但通常根據(jù)經(jīng)驗,取芯片最大值減去2v)

1,、計算次級峰值電流Ipks:

Io=(Td/T)*Ipsk/2

Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

 先談?wù)凜V操作模式,,現(xiàn)在大部分芯片都是直接取樣輔助線圈上電壓,由于漏感的原因,,在MOS關(guān)斷后,,也就是次級二極管導(dǎo)通瞬間,會產(chǎn)生一個尖峰,,影響電壓采樣,,為了避開個這個尖峰,大部分廠家都是采用延時采機,,也就是在MOS管關(guān)斷一段時間后再來采樣線圈電壓,。從而避開漏感尖峰。PI是在高壓開關(guān)關(guān)斷2.5 μs采樣,。這種采樣方式其實在以前很多芯片上的過壓保護上也都有應(yīng)用,比如OB2203和UCC28600,,NCP1377上都有這樣的應(yīng)用,,所以可以得到較高精度的過壓保護。

還有些廠家是在下取樣電阻上并一個小容量的電容來實現(xiàn),。同時建義大家吸收電路使用恢復(fù)時間約只有2us的IN4007再串一個百歐左右的電阻作吸收,??梢詼p小漏感產(chǎn)生的振鈴,從而減小取樣誤差,。得到較高采樣精度,。次級圈數(shù)固定,輔助繞組固定,,取樣精度高,。比較器內(nèi)部精度也高,自然可以得到較高的輸出電壓精度,。

 先寫個變壓器的基本公式,。Np*Ipk=Ns*Ipks(變壓器次級只有一個繞組Ns),Np,Ipk,Ns,Ipks分別是初級圈數(shù),初級峰值電流,,次級圈數(shù),,次級峰值電流 .

 當工作在DCM模式時,輸出電流是次級電流(如圖的三角形)在一個工作周期的平均值,,所以Io=(Td/T)*Ipsk/2, 其中 T為工作周期,。

Np*Ipk=Ns*Ipks

所以Ipks=Np*Ipk /Ns,

將Ipks=Np*Ipk /Ns代入Io=(Td/T)*Ipsk/2 ,

得到Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2,。

可以看出Np,Ns為常數(shù),,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出。

市面上很多IC固定Ipk的方式是限制初級MOS取樣電阻上的峰值電壓,,同時為了避免寄生電容在導(dǎo)通時產(chǎn)生的電流尖峰,,會加入一段消隱時間。

Td/T 是由IC內(nèi)部固定的,。OB的是0.5(他是給出TD同頻率的關(guān)系),,BYD的1508是直接給來的0.42。仙童的沒有直接給出1317沒直接給出這個值,,而是給出了一個計算初級電流的公式,。也是間接告訴了Td/T 。

CC時,,在不同輸出電壓情況下,,工作在PFM模式以保證固定的Td/T而實現(xiàn)穩(wěn)定的輸出電流。這就是實現(xiàn)恒流的基本原理,,輸出電壓變化時能保證電流不變,。只要保證IC  Td/T 的精度,以及初級峰值電流的限流精度就可以得到較高的輸出電流精度,。這兩部分基本上取決于IC,。取樣電阻保證1%是沒有問題的。

Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2。

可以看出Np,Ns為常數(shù),,只要固定Ipk,和Td/T就可以得到固定的電流輸出,。

CC時,負載電壓變化會引起頻率的變化,,電壓高時頻率,,低時頻率也降低。從而保證穩(wěn)定的輸出電流,。后面會分析一下,,關(guān)于PSR如何補償電感量變化,以及合理的電感量選擇,。

電容端變化是有個過程的,。在CC模式時,當負載變小的,,輸出電壓下降,,Td和T會同時增大,但比例不變,。因為Ipk*ton是不變的,。因為Vin和L是不變的。根據(jù)伏秒變衡,。Vin*Ton=N*Vo*Td,Vin和Ton是不變的,,N為常數(shù),所以輸出負載的變化會引起輸出電壓的變化,,輸出電壓的變化會引起Td的變化,,而Td/T是被IC固定的。所以最終是頻率的變化再講講PSR對電感量補償?shù)脑???催^PI LN60X實驗視頻的朋友可以看到他們的PSR對電感量有補償。

當電感量低出設(shè)計正常值時,,達到同樣的峰值電流需要的時間就短了,,Δt=L*ΔI/V,ΔI在DCM模式時等于峰值電流,而峰值電流是固定的,。V就是Vin,為常數(shù),。所以L低會造成Δt下降,也就是Ton下降,。根據(jù)伏秒平衡,,Ton*Ipk*Np=Td*Ipks*Ns。Np,Ns為常數(shù),,Ton的下降同樣也造成Td下降,。由于Td比上周期T為固定值,,Td下降造成T變小,所以頻率就升高了,。但是由于有最高頻率的限制。

所以設(shè)計時要注意在最重負載時,,頻率不能工作在最高頻率,,這樣電感量的變化將得不到補償。應(yīng)適當?shù)陀谧罡吖ぷ黝l率,。電感量高出正常值時,,結(jié)果當然是相反的。Io=(Td/T)*(Np*Ipk /Ns)/2,。只要Ipk,Td/T不變,,輸出電流也就不變。所以電感量變化引起的是頻率的變化,。從公式P=1/2*I*I*L*f也可以看出,。I固定,輸出功率不變,,L的變化引起的是頻率f的變化,。但一定要注意最高工作頻率限制。

電源參數(shù)(7*1W LED驅(qū)動): 輸入 AC 90-264V  輸出:25.8V 0.3A

從IC資料上可以看出Td/T=0.5 CS腳限制電壓Vth_oc為0.91V FB基準為2V,,占空比D取0.45 Vin取90V 整流管VF取0.9 最高開關(guān)頻率取50KHZ 變壓器用EE16,,AE=19.3mm^2 VCC供電繞組電壓取22V(考慮到不同串數(shù)LED的兼容性VCC繞組電壓取得較高,但通常根據(jù)經(jīng)驗,,取芯片最大值減去2v)

1,、計算次級峰值電流Ipks:

Io=(Td/T)*Ipsk/2

Ipks=Io*2/(Td/T)=0.3*2/0.5=1.2A

2、計算反射電壓Vor:根據(jù)伏秒平衡

Vin*Ton=Vor*Td

Vin*Ton/T=Vor*Td/T

Vin*D=Vor*Td/T

90*0.45=Vor*0.5

Vor=81V

3,、計算匝比N

Vor=(Vo+Vf)*N

N=81/(25.8+0.9)=3.03

4,、計算初級峰值電流(考慮到初級電流一部分在轉(zhuǎn)換時的損耗,如吸收中的一部分損耗,,磁芯損耗,,輸出電容損耗,次級銅損)初級電流損耗取輸出電流的7%

Ipk=Ipks*(1+7%)/N=1.2*(1+7%)/3.03=0.424

5,、計算初級電感量

Vin/L=ΔI/Δt DCM模式時ΔI等于Ipk

vin/L=Ipk/(D/f)

L=vin*D/f/Ipk=90*0.45/50K/0.424=1.91mH

6,、計算初級圈數(shù)Np,Ns(B取0.3mT)

NP=L*I/(AE*B)=1.91*0.424/(19.3*0.3)*10^3=140TS

NS=NP/N=140/3=46.6TS  取47TS時反算47*3.03=142TS

NA=NS*VA/(Vo+VF)=47*22/(25.8+0.9)=39TS

7、電壓取樣電阻

當供電繞組電壓取22V時,,F(xiàn)B基準為2V ,,上下取樣電阻正好為10比1,取6.8K和68K

8,、電流檢測電阻Rcs

Rcs=Vth_oc/Ipk=0.91/0.424=2.15 用2.7并11歐電阻

9,、二極管反壓

=Vin_max/N+Vo=264*1.41/3.03+25.8=149V 取耐壓200V的SF14

10,、MOS耐壓及 漏感尖峰取 Vlk75V

=Vin_max+Vor+Vlk=373+81+75=529V 考慮到功耗選用2N60。

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