許多市場對高效率同相DC-DC轉(zhuǎn)換器的需求都在不斷增長，這些轉(zhuǎn)換器能以降壓或升壓模式工作,，即可以將輸入電壓降低或提高至所需的穩(wěn)定電壓,，并且具有最低的成本和最少的元件數(shù)量。反相SEPIC（單端初級電感轉(zhuǎn)換器）也稱為Zeta轉(zhuǎn)換器,，具有許多支持此功能的特性（圖1）,。對其工作原理及利用雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877的實施方案進行分析，可以了解其在本應(yīng)用中的有用特性,。

拓撲結(jié)構(gòu) www.elecfans.com" border="0" hspace="0" src="http://files.chinaaet.com/images/20101102/cea81833-d8e0-4aa4-b6ad-d12dc58af0a2.jpg" style="filter: ; width: 236px; zoom: 1; height: 94px" />

圖1. 反相SEPIC拓撲結(jié)構(gòu)

初級開關(guān)QH1和次級開關(guān)QL1反相工作,。在導(dǎo)通時間內(nèi)，QH1接通,，QL1斷開,。電流沿兩條路徑流動，如圖2所示,。第一條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān),、能量傳輸電容(CBLK2)、輸出電感(L1B)和負載,，最終通過地流回輸入端,。第二條路徑是從輸入端經(jīng)過初級開關(guān)、地基準電感(L1A)和地流回輸入端,。

圖2. 電流流向圖,；QH1閉合,，QL1斷開

在關(guān)斷期間，開關(guān)位置剛好相反,。QL1接通,，QH1斷開。輸入電容(CIN)斷開,，但電流繼續(xù)經(jīng)過電感沿兩條路徑流動,，如圖3所示。第一條路徑是從輸出電感經(jīng)過負載,、地和次級開關(guān)流回輸出電感,。第二條路徑是從地基準電感經(jīng)過能量傳輸電容、次級開關(guān)流回地基準電感。

圖3. 能量傳輸圖；QL1閉合,，QH1斷開

應(yīng)用電感伏秒平衡原理和電容電荷平衡原理,，可以求得方程式1所規(guī)定的均衡直流轉(zhuǎn)換比，其中D為轉(zhuǎn)換器的占空比（一個周期的導(dǎo)通時間部分）,。

(1)

上式表明：如果占空比大于0.5,，輸出端將獲得較高的調(diào)節(jié)電壓（升壓）；如果占空比小于0.5,，調(diào)節(jié)電壓會較低（降壓）,。此外還可分析得到其它相關(guān)結(jié)果：在無損系統(tǒng)中，能量傳輸電容(CBLK2)上的穩(wěn)態(tài)電壓等于VOUT,；流經(jīng)輸出電感(L1B)的直流電流值等于IOUT,；流經(jīng)地基準電感(L1A)的直流電流值等于IOUT × VOUT/VIN,。該能量傳輸電容還能提供VIN至VOUT的隔直,。當存在輸出短路風(fēng)險時，此特性很有用,。

分析還顯示,，反相SEPIC中的輸出電流是連續(xù)的，對于給定輸出電容阻抗,，會產(chǎn)生較低的峰峰值輸出電壓紋波,。這就允許使用較小、較便宜的輸出電容,；相比之下,，在非連續(xù)輸出電流拓撲結(jié)構(gòu)中，為了達到同樣的紋波要求,，需要使用較大且昂貴的電容,。

通常，次級開關(guān)(QL1)是一個單向功率二極管,，它會限制這種拓撲結(jié)構(gòu)的峰值效率,。然而，利用ADI公司雙通道同步開關(guān)控制器ADP1877（見附錄）的一個通道,，并采用雙向MOSFET作為次級開關(guān),，可以設(shè)計一個“完全同步配置”的反相SEPIC。這樣,，峰值效率將大大提高,，同時可以降低輸出電流大于1 A的轉(zhuǎn)換器尺寸和成本。

圖4顯示完全同步反相SEPIC配置的功率級，它利用ADP1877實現(xiàn),，只需要三個小型,、廉價的額外器件（CBLK1、DDRV和RDRV）,，其功耗可以忽略不計,。

圖4. 同步反相SEPIC的功率級，利用ADP1877的通道1實現(xiàn)

反相SEPIC的理想穩(wěn)態(tài)波形如圖5所示,。通道1開關(guān)節(jié)點SW1（見附錄圖A）在VIN + VOUT （導(dǎo)通時間內(nèi)）和0 V（關(guān)斷時間內(nèi)）之間切換,。將電荷泵電容CBST, 連接到SW1，以便在導(dǎo)通時間內(nèi)將約為VIN + VOUT + 5 V的電壓施加于高端內(nèi)部驅(qū)動器的自舉上電軌（BST1引腳）和高端驅(qū)動器的輸出（DH1引腳）,，從而增強初級浮空N溝道MOSFET開關(guān)QH1,。箝位二極管DDRV, 確保穩(wěn)態(tài)輸出期間CBLK1上的電壓約為VOUT + VFWD(DDRV)，該電壓參考ADP1877的DH1引腳到QH1柵極的電壓,。在關(guān)斷時間內(nèi),，當X節(jié)點電壓約為–VOUT時，CBLK1上的電壓阻止初級開關(guān)產(chǎn)生高于其閾值的柵極-源極電壓,。

圖5. 同步反相SEPIC的理想波形（忽略死區(qū)）

ADP1877具有脈沖跳躍模式,，使能時，可以降低開關(guān)速率,，只向輸出端提供足以保持輸出電壓穩(wěn)定的能量,，從而提高小負載時的效率，大大降低柵極電荷和開關(guān)損耗,。在同步反相SEPIC和同步降壓拓撲結(jié)構(gòu)中均可以使能此模式,。圖4所示DC-DC轉(zhuǎn)換電路只需要雙通道ADP1877的一個通道，因此另一通道可以用于任一種拓撲結(jié)構(gòu),。

電感耦合和能量傳輸電容
圖4中,，功率電感L1A和L1B顯示為彼此耦合。在這種拓撲結(jié)構(gòu)中,，耦合電感的目的是減少輸出電壓和電感電流的紋波,，并且提高最大可能閉環(huán)帶寬，下一部分將對此加以說明,。

雖然這些電感互相耦合,，但并不希望耦合太緊，以至于將一個繞組的大量能量通過鐵芯傳輸至另一個繞組,。為了避免這一點,，必須求得耦合電感的泄漏電感(LLKG)，并選擇適當?shù)哪芰總鬏旊娙?CBLK2),，使得其復(fù)數(shù)阻抗的幅值為泄漏電感與單個繞組電阻(DCR)的復(fù)串聯(lián)阻抗的1/10,，如方程式2,、3、4所示,。按照這一關(guān)系設(shè)計電路,，可使耦合鐵芯所傳輸?shù)哪芰拷抵磷畹汀Ｐ孤╇姼锌梢愿鶕?jù)耦合電感數(shù)據(jù)手冊中提供的耦合系數(shù)計算,。

(2)

(3)

(4)

匝數(shù)比最好為1:1,，因為對于給定水平的輸出電壓紋波，此時各繞組只需要分立電感所需電感的一半1,?？梢允褂?:1以外的匝數(shù)比，但其結(jié)果將無法用本文中的方程式準確描述,。

小信號分析和環(huán)路補償
反相SEPIC轉(zhuǎn)換器的完整小信號分析超出了本文的范圍,，不過，如果遵照下述原則,，完整分析將更具學(xué)術(shù)意義,。

首先必須計算諧振頻率(fRES)時的許多復(fù)數(shù)阻抗交互，以便求得目標交越頻率的上限,。當電感解耦時,，此頻率降低，導(dǎo)致最大可能閉環(huán)帶寬顯著降低,。

(5)

在此頻率時,，可能有300°或更大的“高Q”相位遲滯。為了避免轉(zhuǎn)換器在整個負載范圍內(nèi)相位裕量偏小的問題,，目標交越頻率(fUNITY)應(yīng)為fRES的1/10。此諧振的阻尼主要取決于輸出負載電阻和耦合電感的直流電阻,。在較小程度上,，阻尼還取決于能量傳輸電容的等效串聯(lián)電阻(ESR)和功率MOSFET（QHl和QL1）的導(dǎo)通電阻。因此,，當輸出負載電阻改變時,，閉環(huán)傳遞函數(shù)的特征在該頻率時發(fā)生明顯變化也不足為奇。

耦合系數(shù)通常不是一個能夠精確控制的參數(shù),，因此應(yīng)將目標交越頻率設(shè)置為比fRES低10倍的值（假設(shè)fRES小于開關(guān)頻率fSW）,。當fUNITY設(shè)置適當時，可以使用標準“II型”補償——兩個極點和一個零點,。

(6)

圖6顯示同步反相SEPIC降壓/升壓拓撲結(jié)構(gòu)中ADP1877反饋環(huán)路的等效電路,。上框包含功率級和電流環(huán)路，下框包含電壓反饋環(huán)路和補償電路,。

圖6. 同步反相SEPIC拓撲結(jié)構(gòu)中ADP1877具有內(nèi)部電流檢測I環(huán)路的功率級和補償方案

下框中的補償元件值可以通過下式計算：

	(7)
	(8)
	(9)

轉(zhuǎn)換器的跨導(dǎo)GCS利用下式計算：

(10)

COUT 是轉(zhuǎn)換器的輸出電容,。ESR是該輸出電容的等效串聯(lián)電阻,。RLOAD是最小輸出負載電阻。ACS是電流檢測增益,，對于ADP1877,，它可以在3 V/V至24 V/V范圍內(nèi)以離散步進選擇。Gm是誤差放大器的跨導(dǎo),，ADP1877為550 μs,。VREF 是與誤差放大器的正輸入端相連的基準電壓，ADP1877為0.6 V,。

GCS 是與頻率無關(guān)的增益項,，隨增強后的次級開關(guān)電阻RDS(ON)而變化。最高交越頻率預(yù)期出現(xiàn)在此電阻和占空比D最低時,。

為確保在最大輸出電流時不會達到補償箝位電壓,，所選的電流檢測增益(ACS)最高值應(yīng)滿足以下條件：

(11)

其中?IL 為峰峰值電感紋波電流。

(12)

如果斜率補償過多,，此處的方程式精確度將會下降：直流增益將降低,，輸出濾波器將引起主極點的頻率位置提高。

斜率補償
對于利用ADP1877實現(xiàn)的同步反相SEPIC,，必須考慮電流模式控制器2中的次諧波振蕩現(xiàn)象,。

按照下式設(shè)置RRAMP ，可以將采樣極點的品質(zhì)因素設(shè)為1,，從而防止發(fā)生次諧波振蕩3 （假設(shè) fUNITY 設(shè)置適當）,。

(13)

值得注意的是，隨著增強后的次級開關(guān)電阻RDS(ON)降低,，采樣極點的Q也會下降,。如果這一因素與其它相關(guān)容差一起導(dǎo)致Q小于0.25，則應(yīng)進行仿真,，確保在考慮容差的情況下,，轉(zhuǎn)換器不會有過多斜率補償，并且不是太偏向于電壓模式,。RRAMP 的值必須使得ADP1877 RAMP引腳的電流在6 μA至200 μA范圍內(nèi),，其計算公式14如下：

(14)

功率器件應(yīng)力
從圖2和圖3的電流流向圖可以看出，功率MOSFET在接通后要承載電感電流總和,。因此,，流經(jīng)兩個開關(guān)的電流直流分量為：

(15)

如果電感的耦合比為1:1，則流經(jīng)兩個開關(guān)的電流交流分量為：

(16)

知道這些值后,，可以很快算出流經(jīng)各開關(guān)的電流均方根值,。這些值與所選MOSFET的RDS(ON)MAX共同確保MOSFET具有熱穩(wěn)定性，同時功耗足夠低,，以滿足效率要求,。

圖7. 同步反相SEPIC的理想電流波形（忽略死區(qū)）

精確計算初級開關(guān)的開關(guān)損耗超出了本文的范圍,，但應(yīng)注意，從高阻態(tài)變?yōu)榈妥钁B(tài)時,，MOSFET上的電壓擺輻約為~VIN + VOUT 至 ~0 V,，流經(jīng)開關(guān)的電流擺輻為0 A至IOUT[1/(1 – D)]。由于擺幅如此之高,，開關(guān)損耗可能是主要損耗,，這是挑選MOSFET時應(yīng)注意的一點；對于MOSFET,，反向傳輸電容((CRSS)與RDS(ON)成反比,。

初級開關(guān)和次級開關(guān)的漏極-源極擊穿電壓(BVDSS均須大于輸入電壓與輸出電壓之和（見圖5）。

峰峰值輸出電壓紋波(?VRIPPLE)可通過下式近似計算：

(17)

流經(jīng)輸出電容的電流均方根值 (I rms COUT) 為：

(18)

方程式12所表示的峰峰值電感電流(?IL)取決于輸入電壓,，因此必須確保當此參數(shù)改變時,，輸出電壓紋波不會超過規(guī)定值，并且流經(jīng)輸出電容的均方根電流不會超過其額定值,。

對于利用ADP1877實現(xiàn)的同步反向SEPIC,，輸入電壓與輸出電壓之和不得超過14.5 V，因為電荷泵電容與開關(guān)節(jié)點相連,，當初級開關(guān)接通時,，其電壓達到VIN + VOUT。

實驗室結(jié)果
圖8顯示5 V輸出,、3 V和5.5 V輸入時同步反向SEPIC的功效與負載電流的關(guān)系,。對于需要在3.3 V和5.0 V輸入軌之間切換的應(yīng)用，或者當實時調(diào)整輸入電壓以優(yōu)化系統(tǒng)效率時,，這是常見情況,。采用1 A至2 A負載時，無論輸入電壓高于或低于輸出電壓,，轉(zhuǎn)換器的效率均超過90%,。

圖8. 效率與負載電流的關(guān)系

與圖8相關(guān)的功率器件材料清單見表1，其中僅采用常見的現(xiàn)成器件,。一項具可比性的異步設(shè)計采用一個具有低正向壓降的業(yè)界領(lǐng)先肖特基二極管代替QL1，在以上兩種輸入電壓下,，其滿載時的效率低近10%,。此外，異步設(shè)計尺寸更大,、成本更高,，而且可能需要昂貴的散熱器。

表1. 功率器件