HART(Highway Addressable Remote Transducer)協(xié)議在已有低頻4 mA~20 mA模擬信號(hào)上疊加小幅的數(shù)字通信信號(hào),，進(jìn)行雙向數(shù)字通信,，是全球最重要的現(xiàn)場(chǎng)儀表總線協(xié)議之一，目前仍使用1985制定的HART FSK第一代協(xié)議（Bell-202標(biāo)準(zhǔn)）,。2001年HART基金會(huì)制定第二代協(xié)議,規(guī)定高速HART(High Speed Hart, HSH)使用C8PSK（ITU V2.7標(biāo)準(zhǔn)）傳輸數(shù)字信號(hào),，可將現(xiàn)有數(shù)字通信速度理論上提高８倍，考慮數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的改進(jìn),，實(shí)際數(shù)字通訊速度可提高11.6倍[1],。
　第二代HART 協(xié)議制定的同時(shí),由HART基金會(huì)組織，Rosemont,、Siemens和ABB等工業(yè)巨頭聯(lián)合開(kāi)發(fā)了HSH接收機(jī),，由于當(dāng)時(shí)全數(shù)字接收機(jī)理論水平和半導(dǎo)體工藝限制，研制的HSH接收機(jī)功耗高達(dá)1.5 mA,，超過(guò)了HART 協(xié)議規(guī)定的適用于工業(yè)生產(chǎn)本質(zhì)安全的1 mA要求,，沒(méi)有得到實(shí)際應(yīng)用。本文將簡(jiǎn)要介紹造成原HSH接收機(jī)高功耗的位同步與均衡器結(jié)構(gòu),提出一種結(jié)構(gòu)復(fù)用,、功耗大幅減小的新結(jié)構(gòu),，并仿真證明該結(jié)構(gòu)的有效性。
1 研究背景
　高速HART C8PSK協(xié)議規(guī)定,，數(shù)字信號(hào)使用8PSK方式調(diào)制,，其中載波頻率為3 200 Hz,傳輸速率為9 600 b/s，波特率為3 200 baud/s,，3位二進(jìn)制數(shù)通過(guò)格雷碼編碼映射成一個(gè)傳輸碼元,，發(fā)送成型濾波規(guī)定使用滾降因子為0.5的平方根升余弦濾波器。由于相干解調(diào)比非相干解調(diào)可減小3 dB噪聲,，協(xié)議規(guī)定接收機(jī)必須使用相干調(diào)解[2],。
    據(jù)HART基金會(huì)研究，HART協(xié)議規(guī)定使用的物理信道在使用的頻段內(nèi)可等價(jià)為一階RC低通濾波器,，其極點(diǎn)位置隨導(dǎo)線特性和長(zhǎng)度變化,在3 700 Hz以上。HART FSK協(xié)議使用信道的頻段為900 Hz~2 500 Hz,，而HART C8PSK使用信道的頻段為800 Hz~5 600 Hz,，因此HSH接收到的8PSK信號(hào)會(huì)受到信道畸變，需使用均衡器才能正確解調(diào),。原HSH接收機(jī)的體系結(jié)構(gòu)如圖1所示[3],。    在圖1中,， AD變換的采樣率為28.8 kHz，接收匹配濾波器RRC使用45階查找表實(shí)現(xiàn),，功耗較?。痪馄魇褂?個(gè)復(fù)數(shù)乘法器實(shí)現(xiàn),，工作頻率為信號(hào)的采樣頻率,，功耗很大，約占系統(tǒng)功耗的46%,；位定時(shí)恢復(fù)采用基帶信號(hào)二階統(tǒng)計(jì)量譜線提取算法,，窄帶濾波后的數(shù)字信號(hào)位定時(shí)提取是通過(guò)求取其對(duì)應(yīng)模擬信號(hào)的極值點(diǎn)時(shí)刻實(shí)現(xiàn)，由于該模擬信號(hào)極值點(diǎn)前后采樣點(diǎn)的值應(yīng)該對(duì)稱相等,，實(shí)際中先求取數(shù)字信號(hào)的極值點(diǎn),，然后計(jì)算該極值點(diǎn)前后采樣點(diǎn)絕對(duì)值比值，得到差值濾波器所需的相位誤差,。整個(gè)位定時(shí)電路均在采樣率28.8 kHz下工作,，即9倍符號(hào)率，功耗大,。

2 HART C8PSK前導(dǎo)信號(hào)簡(jiǎn)要分析
    在前導(dǎo)碼傳輸期間,，HART C8PSK協(xié)議規(guī)定前導(dǎo)碼為40個(gè)6、2循環(huán)碼元,，其中碼元6和2對(duì)應(yīng)星座相角67.5°和-67.5°,。前導(dǎo)碼期間，基帶信號(hào)中的正交分量和同相分量分別是cos67.5°與cos-67.5°組成的周期序列和sin67.5°與sin-67.5°組成的周期序列通過(guò)截止頻率為2 400 Hz的低通成型濾波RRC形成,。因此前導(dǎo)碼期間,，基帶信號(hào)中的同相分量輸入RRC的為直流信號(hào)，經(jīng)RRC低通濾波后僅在0 Hz處有一譜線,；基帶信號(hào)中的正交分量輸入RRC的是周期為1 600 Hz周期信號(hào),。由于周期信號(hào)的頻譜為離散譜線,因此信號(hào)頻譜在1 600 Hz×k(k=…-2，-1,，1,，2…)譜線上不為零，經(jīng)RRC低通濾波后僅在-1 600 Hz和1 600 Hz處有兩根譜線,。
    基帶信號(hào)與3 200 Hz的載波信號(hào)混頻,，則同相分量頻譜為3 200 Hz處的一根譜線,正交分量頻譜為1 600 Hz和4 800 Hz處兩根強(qiáng)度大小相等的譜線。因此發(fā)送端輸出的HART C8PSK前導(dǎo)碼頻譜應(yīng)為離散的三根譜線,，其中1 600 Hz和4 800 Hz處譜線大小相等,。
    在接收端前導(dǎo)碼信號(hào)經(jīng)下變頻和成型濾波后，若載波相位已初步恢復(fù),，則前導(dǎo)碼基帶信號(hào)中正交分量為近似直流,，而同相分量頻譜應(yīng)僅在1 600 Hz處存在譜線,。所以通過(guò)測(cè)量同相分量與正交分量中的直流值可以快速初始化載波相位，而位定時(shí)信息可以利用確定的同相分量信號(hào)特點(diǎn)快速確定,。
3 HART C8PSK信道估計(jì)與均衡衡器設(shè)計(jì)
3.1 信道估計(jì)
　信道估計(jì)常用的方法如LMS自適應(yīng)法,，前導(dǎo)碼自相關(guān)法等均需要信號(hào)采樣率下多個(gè)乘法器并行計(jì)算[4-5],對(duì)于功耗和面積要求很高的HART C8PSK接收機(jī)并不合適。
　HART通信使用雙絞線,，信道傳輸模型相對(duì)固定,，其頻率響應(yīng)為:

其中R、L和C分別表示雙絞線的單位長(zhǎng)度的電阻,、電感和電容,，l為雙絞線長(zhǎng)度，f為傳輸信號(hào)的頻率,。由此可見(jiàn),若雙絞線類型和長(zhǎng)度一定,，當(dāng)頻率較小時(shí)，僅有較小的幅度衰減,；隨著頻率變大,，信號(hào)幅度和延時(shí)畸變均變大。在HART使用的信道頻段內(nèi)信道模型如圖2所示,。

    由于HART有線信道對(duì)前導(dǎo)碼信號(hào)中1 600 Hz和3 200 Hz頻率成分衰減較小,，而對(duì)4 800 Hz頻率成分畸變較大，因此圖2中僅示意性標(biāo)注出了4 800 Hz頻率成分的畸變,。不同的HART有線信道低通衰減效果不一樣,，即圖2中的低通衰減模型的斜率不一樣，對(duì)前導(dǎo)碼信號(hào)的不同頻率的衰減也就不一樣,。本文采用比較前導(dǎo)碼1 600 Hz分量功率與4 800 Hz分量功率之比R來(lái)估計(jì)信道模型,。大量的實(shí)驗(yàn)證明，R與一階HART有線信道極點(diǎn)關(guān)系如表1所示,表1僅列出了信道畸變較大時(shí)的對(duì)應(yīng)關(guān)系,。從表中可以看出,，為了更好地識(shí)別和均衡信道畸變，信道分類應(yīng)以R近似等差分布為基礎(chǔ),。

    連續(xù)信號(hào)AD轉(zhuǎn)換產(chǎn)生頻譜鏡像,前端模擬帶通濾波減小信號(hào)與高頻噪聲鏡像產(chǎn)生的混疊,。信號(hào)采樣率過(guò)低會(huì)使模擬前端的帶通濾波滾降因子要求過(guò)高，將大幅提高模擬前端功耗,，因此HART基金會(huì)建議采樣率至少超過(guò)6倍符號(hào)率,，本設(shè)計(jì)取采樣率為8倍符號(hào)率。由前面信號(hào)分析知,前導(dǎo)碼信號(hào)頻譜含三處譜線：1 600 Hz,、3 200 Hz和4 800 Hz,，即前導(dǎo)碼期間信號(hào)為1 600 Hz的周期信號(hào)，一個(gè)周期內(nèi)正好采樣16個(gè)點(diǎn),。信道估計(jì)算法如下：

其中Samp(k)表示第k個(gè)采樣點(diǎn),。由三角函數(shù)周期性可知,這里僅需要sin22.5°、sin45°與sin67.5°的8位查找表,，即可實(shí)現(xiàn)采樣值與三角函數(shù)卷積求取信號(hào)頻譜,。其中sin22.5°與sin67.5°的8位三角函數(shù)查找表在完成信道估計(jì)后將會(huì)在位定時(shí)和相位估計(jì)中復(fù)用，因此有利于系統(tǒng)功耗面積減小,。
3.2 基于CSD編碼的預(yù)置式分?jǐn)?shù)間隔均衡器設(shè)計(jì)
    CSD編碼技術(shù)常用于濾波器設(shè)計(jì),，減小信號(hào)與濾波器系數(shù)卷積運(yùn)算功耗。CSD數(shù)是有符號(hào)2冪數(shù)SD(Signed Digital)的一種特例,，也是最佳表示,。SD數(shù)的基本元素為{-1，0,，1},，CSD數(shù)是SD數(shù)的唯一表示，其中任意兩個(gè)非零比特不相鄰[6],。
    根據(jù)信道估計(jì)結(jié)果,，控制器從預(yù)置的均衡系數(shù)表中選擇最合適的一組系數(shù)用于信道均衡，本設(shè)計(jì)采用兩倍符號(hào)率分?jǐn)?shù)間隔均衡器,，每個(gè)符號(hào)只需兩個(gè)采樣,。以下以信道極點(diǎn)在4 000 Hz左右，即信道畸變最嚴(yán)重時(shí),，講述均衡器系數(shù)CSD編碼生成過(guò)程,。首先使用常規(guī)均衡器設(shè)計(jì)方法計(jì)算信道極點(diǎn)在4 000 Hz時(shí)均衡器系數(shù)：
    [0.004 0,-0.009 4,-0.019 1,1.026 4,-0.007 6,0.002 5,-0.000 0]+i[-0.004 0,0.017 4,-0.048 9,-0.076 8,0.159 6, -0.052 1, 0.011 2]
其中i表示復(fù)數(shù)的虛部。然后對(duì)系數(shù)進(jìn)行歸一化處理：
    [0.004 2,-0.010 3,-0.014 9,1.000 0,-0.019 0,0.006 1,-0.000 7]+i[-0.003 7,0.016 1,-0.048 8,0, 0.154 1,-0.050 3,0.010 7]
   再求取系數(shù)的二進(jìn)制形式
   00000000010001+11111111110001×i
   11111111010110+00000001000010×i
   1111111000011+11111100111000×i
   01000000000000+00000000000000×i
   11111110110010+00001001110111×i
   00000000011001+11111100110010×i
   11111111111101+00000000101100×i
   最后使用CSD編碼:
   00000000010001+000000000-10001×i
   00000000-10-10-10+00000001000010×i
   0000000-10010-1+00000-10100-1000×i 
   1+0×i 
   0000000-10-10010+00001001000-100×i
   00000000011001+00000-1010-10010×i
   00000000000-101+00000000101100×i
   從編碼的結(jié)果可以看到,，保證相同計(jì)算精度下,，原來(lái)的一個(gè)乘法計(jì)算平均需要用3個(gè)加法器實(shí)現(xiàn)，功耗可大幅減小,。由于在信道估計(jì)階段不進(jìn)行均衡計(jì)算,，均衡計(jì)算使用的加法陣列可復(fù)用于位定時(shí)同步和相位同步初始化，同時(shí)本設(shè)計(jì)的面積也得到大幅減小,。
4 HART C8PSK位同步設(shè)計(jì)
　位同步直接影響碼元判決,，位同步算法需要的信號(hào)采樣率決定了大功耗電路均衡器的計(jì)算頻率。HART C8PSK是一種短突發(fā)通信,常規(guī)的遲早門算法,、Gardner算法,、M&M算法收斂速度較慢，不能直接使用[7],。本設(shè)計(jì)將位同步分為初始化和跟蹤兩個(gè)部分實(shí)現(xiàn),。

    以上每個(gè)采樣點(diǎn)的Ti(m)計(jì)算分為兩個(gè)數(shù)據(jù)窗進(jìn)行，第一個(gè)數(shù)據(jù)窗求和僅需一個(gè)加法和一個(gè)減法運(yùn)算,，第二個(gè)數(shù)據(jù)窗是第一個(gè)數(shù)據(jù)窗的延時(shí),。位同步初始化所需的加法器與移位寄存器鏈復(fù)用均衡器CSD編碼使用的加法器陣列和移位寄存器鏈,，即將相位初始算法編碼成一組偽CSD碼來(lái)控制均衡器實(shí)現(xiàn)，整個(gè)算法結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,，功耗小,。

　由于載波相位跟蹤只需在判決點(diǎn)處采樣工作，而位同步跟蹤在每個(gè)符號(hào)內(nèi)僅需兩個(gè)采樣,，因此均衡器和差值器僅需工作在兩倍符號(hào)率下,。同時(shí)位同步跟蹤和載波相位跟蹤發(fā)生在一個(gè)符號(hào)的兩個(gè)不同采樣點(diǎn)，并且兩者采用了相同結(jié)構(gòu)的低通濾波電路,，因此不僅有利于進(jìn)一步減小系統(tǒng)正常工作時(shí)的功耗,，而且可以復(fù)用低通濾波電路。
5 HART C8PSK功耗分析,、仿真與應(yīng)用效果
   HART C8PSK模擬前端與現(xiàn)在廣泛使用的HART FSK基本相似,，以下僅討論數(shù)字部分的功耗。圖3為數(shù)字部分的基本框圖,，圖中標(biāo)出了每個(gè)符號(hào)解調(diào)各個(gè)部分所需的計(jì)算頻率,。

   在信道估計(jì)與位定時(shí)初始化期間，由于均衡器和插值器等高功耗運(yùn)算未啟動(dòng),，系統(tǒng)功耗較小,，因此這里只分析系統(tǒng)均衡器和插值器啟動(dòng)后的系統(tǒng)功耗。與圖1相比,，對(duì)于一個(gè)符號(hào)的解調(diào),，新結(jié)構(gòu)混頻器部分少用一次乘法，相同精度下RRC查表規(guī)模減小12.5%,，均衡器部分計(jì)算頻率減少了4/5,，而且經(jīng)CSD編碼后每次計(jì)算功耗約為以前的30%，位定時(shí)恢復(fù)和載波相位恢復(fù)計(jì)算頻率不到以前的12%,，而且乘法通過(guò)復(fù)用信道估計(jì)查表實(shí)現(xiàn),。由于在跟蹤期間計(jì)算頻率低，因此新的結(jié)構(gòu)功耗比原設(shè)計(jì)大大減小,。
   圖4是整個(gè)系統(tǒng)仿真結(jié)果,。信道均衡系數(shù)表中存儲(chǔ)有4 000 Hz和4 600 Hz等均衡系數(shù)CSD編碼組，在仿真中信道極點(diǎn)設(shè)置為4 300 Hz,， 即測(cè)試信道均衡效果最差情況下的系統(tǒng)性能,。仿真中模擬前端的帶通濾波設(shè)置為2階500 Hz低通濾波和4階10 000 Hz高通濾波組成(此系數(shù)完全兼容HART FSK)，AD采樣使用8位定點(diǎn)數(shù),，可變?cè)鲆娣糯箅娮杈W(wǎng)絡(luò)控制字為5 bit,，混頻器三角函數(shù)表地址寬為9 bit，其數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為10 bit，RRC使用35階系數(shù)(由于系數(shù)中心對(duì)稱,，實(shí)際是18個(gè)系數(shù))的7 bit查表實(shí)現(xiàn),。據(jù)HART基金會(huì)統(tǒng)計(jì)，HART信道噪聲在嚴(yán)重時(shí)會(huì)達(dá)到16 dB,，仿真中設(shè)置系統(tǒng)噪聲為14 dB,。
   圖4(a)為每?jī)蓚€(gè)符號(hào)求取一次譜線強(qiáng)度比值的仿真結(jié)果，可以看出第8個(gè)符號(hào)以后譜線強(qiáng)度的比值基本穩(wěn)定,，但為了消除隨機(jī)因素的干擾，同時(shí)為給相位初始化和位定時(shí)初始化充足的時(shí)間,，在第14個(gè)前導(dǎo)碼處求取兩個(gè)譜線強(qiáng)度比值,。
　圖4(b)為均衡器輸出的同相分量和正交分量，在信道估計(jì)階段,，均衡器未啟動(dòng),，其加法陣列用于載波相位和位定時(shí)初始化，因此其輸出為零,。當(dāng)均衡器剛啟動(dòng)時(shí),，載波相位和位定時(shí)恢復(fù)有一定的誤差，因此輸出有較大的波動(dòng),。但在前導(dǎo)碼的最后4個(gè)符號(hào)期間,，輸出的同相分量和正交分量與理想波形相比僅有較小的噪聲干擾，說(shuō)明在有效數(shù)據(jù)接收前,，位同步跟蹤已經(jīng)基本穩(wěn)定,，誤差很小。
    圖4(c)中可以看出,，在碼元6和2附近有十幾個(gè)碼元解調(diào)后偏差較大,，這是圖4(b)均衡器剛啟動(dòng)時(shí)接收信號(hào)解調(diào)后的另一種表現(xiàn)。而其他相位點(diǎn)收斂性很好,，系統(tǒng)進(jìn)入有用信號(hào)解調(diào)時(shí),，系統(tǒng)收斂性很強(qiáng)，因此并不影響有用信息解調(diào),。

    從系統(tǒng)仿真結(jié)果可以看出,，本設(shè)計(jì)的信道估計(jì)結(jié)果波動(dòng)很小，有利于不同信道識(shí)別細(xì)化,；在信道估計(jì)細(xì)化前提下,，均衡器CSD編碼設(shè)計(jì)不僅結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且均衡效果很好,；位定時(shí)采用的初始化加跟蹤結(jié)構(gòu)不僅系統(tǒng)計(jì)算量小,，而且系統(tǒng)收斂性好。
    HART C8PSK硬件測(cè)試使用Altera公司的EP1C12Q240C8N FPGA實(shí)現(xiàn)以上接收機(jī)數(shù)字部分。通信介質(zhì)選用3根長(zhǎng)度為1 000 m,，型號(hào)為HRPVSP-2x2.5屏蔽雙絞線,，分別測(cè)試在1 km，2 km和3 km長(zhǎng)度下通信狀況,。測(cè)試表明,使用相同的信息幀,，HART FSK平均每秒完成2次通信，HART C8PSK平均每秒完成8次通信,，兩者的速度均與導(dǎo)線長(zhǎng)度無(wú)關(guān),，HART C8PSK通信錯(cuò)誤率幾乎不受導(dǎo)線長(zhǎng)度影響。
    本文根據(jù)HART C8PSK的信號(hào)特點(diǎn),，給出了高速HART C8PSK接收機(jī)關(guān)鍵的位同步和均衡器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì),。在分析信號(hào)特點(diǎn)基礎(chǔ)上，通過(guò)選取合適的采樣速率,、高效復(fù)用查表結(jié)構(gòu)代替乘法運(yùn)算,、預(yù)置式分?jǐn)?shù)間隔均衡器CSD編碼設(shè)計(jì)和減少系統(tǒng)高功耗部件工作頻率，大幅減小了系統(tǒng)的功耗,，同時(shí)通過(guò)資源復(fù)用減小系統(tǒng)的面積,，最后仿真證明了整個(gè)結(jié)構(gòu)具有很好的穩(wěn)定性和收斂性。同時(shí),，本文的研究方法對(duì)有線信道模擬和數(shù)字信號(hào)混合傳輸以及短前導(dǎo)碼線性調(diào)制解調(diào)都有一定的參考價(jià)值,。
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