需要在關(guān)斷之前存儲關(guān)鍵數(shù)據(jù)的產(chǎn)品應(yīng)用通常會使用EEPROM內(nèi)存，并需要獲得穩(wěn)壓電源電壓,，以便在完成內(nèi)存寫周期的時間持續(xù)供電,。對于某些EEPROM內(nèi)存而言，寫周期時間可能長達10 ms,。為了提供足夠的寫周期時間,，標準的做法是：通過關(guān)閉所有外設(shè)和不必要的額外負載來降低斷電序列條件下的功耗。圖2顯示了直流總線電壓和斷電序列的關(guān)系,，從而可以有效利用儲存在輸入直流總線端濾波電容中的能量,。

功率轉(zhuǎn)換器階段需要使用儲存于輸入濾波電容中的能量，以便將輸出電壓維持在穩(wěn)壓限制范圍之內(nèi),。在圖2中,，這代表著直流總線電壓從Vmin2降到Vmin3及進行數(shù)據(jù)備份所需要維持的一段時間(檢測到輸入失敗情況后)。

對于大多數(shù)低功率應(yīng)用而言,，反激式轉(zhuǎn)換器因為具有成本低,、元件數(shù)量少和在通用輸入應(yīng)用中易于設(shè)計等優(yōu)勢，而成為一種可選的拓撲結(jié)構(gòu),。我們將用兩個反激式轉(zhuǎn)換器進行比較,，來說明導通時間延長技術(shù)的效率及其對電容選擇的影響：一個反激式轉(zhuǎn)換器在非連續(xù)導通模式工作一固定頻率技術(shù)(DCMFF)，而另一個則利用導通時間延長來實施非連續(xù)導通模式-占空比擴展技術(shù)(DCMDE),。

輸入電壓下降時的功率輸出

案例1：DCMFF-最大占空比為50％,。在本例中，我們將針對工作頻率為100kHz并使用了一個500μH初級電感的21.25W([email protected])電源設(shè)計,，對最大占空比為50％的DCMFF轉(zhuǎn)換階段的功率輸出能力進行測評(參見圖3)。假設(shè)能效為84％,。

此設(shè)計的Vmim為100V,。當直流總線電壓為100V時，如果所連負載等于滿載(即21.25W),，則占空比將達到最大值,。

對于最大占空比為50％的DCMFF設(shè)計，最大輸出功率與直流總線電壓之間的關(guān)系如公式(1)所示,。

圖4顯示,，電路的最大功率能力將隨著電壓的下降而下降，對于為50％滿載的負載,，電路可以維持輸出端穩(wěn)壓,，使直流總線電壓僅下降到69V,。

案例2：DCMDE-導通時間延長而不改變關(guān)斷時間可以自動擴展占空比。要使導通時間延長方法與固定頻率DCMFF方法進行可行性對比,，需要將Vmin=100V下的占空比假設(shè)為50％,。其結(jié)果是，電路在100V直流輸入電壓下輸出滿載功率時的初級電感值相同,，以及高于100VDC的直流總線電壓具有相同的工作條件,。

電路工作情況：電路的工作情況與DCMFF配置相同，直到直流輸入電壓降到與Vmim相等的值,。隨著輸入電壓降到Vmin以下,，t0-t1的時間間隔將被延長，直到初級電流達到預定的峰值初級電流值,，后者等于輸入電壓為Vmin(占空比為50％)時的預計值,。t1到t2的時間間隔保持不變，且等于正常工作條件下開關(guān)頻率的時間間隔的一半,。

圖5顯示了輸入電壓下降時初級繞組電流波形的變化,。由于電感電流斜率隨著輸入電壓的降低而降低，因此初級電流達到所需的峰值電流值將需要更長的時間,。雖然通過延長導通時間間隔可以自動降低工作頻率,，但每個工作周期儲存在電感中的能量仍將保持不變。工作頻率下降可以導致電路的最大功率能力隨之下降,。此時,，電路的最大功率能力曲線表現(xiàn)為不同的形狀(參見圖4)。

最小輸入電壓與最大輸出功率之間的關(guān)系如公式(2)和公式(3)所示,。

對比以上兩條曲線可以明顯確定,，與DCMFF(固定頻率占空比限制)設(shè)計相比，導通時間延長方案可以使功率轉(zhuǎn)換器在較低的輸入電壓下輸出更高的功率(參見圖4),。

通過這兩條曲線還可以看到,，對于輸出端50％的負載，DCMFF可以維持直流總線電壓降至大約69V的穩(wěn)壓,，而DCMDE轉(zhuǎn)換器則可以維持低至31.5V的穩(wěn)壓,。因此，DCMDE方法使電源能夠為內(nèi)存?zhèn)浞莶僮魈峁└L的維持時間,，充分利用儲仔于輸入電容中的能量,。

直流輸入總線濾波電容值的選擇

如圖6所示，直流總線濾波電容可以用來將轉(zhuǎn)換器階段的輸入電壓維持在等于或高于Vmin值的水平,，使轉(zhuǎn)換器可以保持工作并維持穩(wěn)壓,。參考文獻[1]、[2]和[3]中提供有計算這一電容值的詳細方法。轉(zhuǎn)換器在td期間所需的能量由放電電容提供,。所需的電容值可以通過公式(4)進行估算,。



90VDC或100VDC的值是轉(zhuǎn)換器最小直流總線電壓的最佳選擇，這一點在參考文獻[3]中已有說明,。Vmin值進一步減小有助于降低輸入端所需的電容值,，但這也會導致初級繞組中的峰值電流大幅升高，并且還需要過大設(shè)計電路中的開關(guān)元件,。

如果開關(guān)電源必須保持工作并在干擾期間提供穩(wěn)壓輸出電壓,，則必須對其輸入電容進行選擇，以使最小輸入RMS電壓比額定電壓低30％,，即120V系統(tǒng)的最小輸入RMS電壓約為84 VAC(參見公式(5)和公式(6)),。



在任何給定輸入電源電壓情況下，時間td是工作頻率的函數(shù)(參見圖6),。

圖7和圖8顯示了在不同轉(zhuǎn)換器工作頻率下的不同最小直流總線電壓值(Vmin)所需的輸入電容估計值,。三組曲線分別表示：不需要任何維持的條件下的額定電容；4 ms的維持時間,；輸入電源線電壓頻率的一個半周期的維持時間,。

對于正常工作情況或存在短時間電源線干擾的工作情況，圖7和圖8提供了易于使用的倍增系數(shù),，用于計算所需的電容值,。此電容的值稱為Cn或額定電容。

用于在斷電序列期間維持穩(wěn)壓的直流總線電壓最小值可以從圖4得出,，或使用公式(1)和公式(2)計算得出,。然后，可以使用公式(7)來計算輸入端所需的電容值,，以確保在完成斷電序列期間能夠提供足夠長的維持時間,。

Ch=完成斷電序列或內(nèi)存?zhèn)浞菟璧碾娙?/p>

PR=在斷電序列期間降低的輸出功率水平

ηR=功率水平降低時的轉(zhuǎn)換器效率

th=斷電序列的持續(xù)時間

Vs=斷電序列開始時的直流總線電壓

Ve=功率降低時維持穩(wěn)壓所需要達到的直流總線電壓

如果Ch遠遠大于Cn，則必須使用較高的值,?？梢酝ㄟ^提高Vmin來減小計算的Cn和Ch
值之間的差異。

對于設(shè)計用于在低至100VDC的直流總線電壓下工作且必須在低至47Hz的頻率下工作的20W通用輸入電源來說,，正常工作情況下的輸入電容值或Cn將大約為100μF,，其前提
是轉(zhuǎn)換器效率超過85％(見圖7)。

如果在輸入電源失敗后必須至少在35 ms的時間內(nèi)提供穩(wěn)壓電源(以便完成EEPROM寫周期),，那么電容Ch中必須具備足夠的能量。

如果內(nèi)存?zhèn)浞萜陂g所需的負載為10 W(滿載的50％),，且電源采用最大占空比為50％,、固定頻率100 kHz控制器設(shè)計而成，那么所需的電容值將為172μF，該值可以使用公式(1),、公式(4)或圖4計算得出,。

如果將此電源的控制方案修改為使用導通時間延長技術(shù)，則所需的Ch值可大幅減少到100 μF,，使用公式(4)或圖4可以計算出該值,。因此，無需擴充輸入電容便能滿足延長的(35ms)功率要求,。

在前面的示例中,，假設(shè)在較低直流電壓和50％的負載條件下運行時轉(zhuǎn)換器功率降至78％(在實際設(shè)計中，這一點可經(jīng)過全面驗證),。

導通時間延長技術(shù)的限制

雖然導通時間延長可顯著提高反激式電源的功率輸出,，但必須注意的是，不要讓電源在延長的導通時間下無限期地運行,。導通時間在超過正常極限之外的任何延長均會導致RMS電流的增加,，從而導致MOSFET及初級繞組上的功率全部耗盡。

結(jié)語

電源需要配備正確容量的輸入電容,，這樣可以確保在電源線干擾期間仍能夠正常運行,，并可在檢測出輸入故障之后，提供足夠時間的穩(wěn)壓電源,，確保關(guān)鍵數(shù)據(jù)在關(guān)斷之前得以儲存,。如果使用的是帶導通時間延長功能的集成開關(guān)，則在本應(yīng)用中可大幅減小輸入電容的容量,。本文所列舉的示例表明,，DCMFF技術(shù)(不含導通時間延長設(shè)計)需要更高的輸入電壓才能輸出與DCMDE技術(shù)(含導通時間延長設(shè)計)同等數(shù)量的功率，在低于設(shè)計的最小直流電壓下工作時更是如此,。導通時間延長是Powei Integrations的離線式開關(guān)IC中集成的眾多功能之一,，設(shè)計師采用這些IC可以設(shè)計出更為高效和更具成本效益的電源產(chǎn)品。