1引言
對于較小功率的變換器,若采用復(fù)雜的功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)校正電路來提高源側(cè)功率因數(shù),會導(dǎo)致成本增加,,失去應(yīng)用價(jià)值。本文所討論的電路為采用升壓電感和雙正激電路組合的方式,完成功率因數(shù)校正和功率輸出,。
2電路原理
電路原理圖如圖1所示。圖中L1,,VD2,,VD3,開關(guān)管" title="開關(guān)管">開關(guān)管S1和儲能電容C1組成了一個(gè)工作于DCM(電流斷續(xù)工作方式)的升壓(BOOST)變換器,。
圖1電路原理圖
該電路采用一塊UC3845作為控制芯片,,反饋信號來自輸出端。UC3845的驅(qū)動(dòng)信號經(jīng)過一個(gè)小變壓器,,變?yōu)閮陕吠辔坏尿?qū)動(dòng)信號,,分別驅(qū)動(dòng)兩只開關(guān)管S1和S2。由于沒有電流取樣,,電路只能工作于DCM方式,,否則電路中電流會失控。該電路首先要保證輸出穩(wěn)壓,,故占空比" title="占空比">占空比變化不大,,電流波形如圖2所示。
圖2電流斷續(xù)控制模式(DCM)
在DCM方式下,,每一開關(guān)周期T內(nèi),,輸入電流的峰值ip為:
ip=Uin×D×T/L1(1)
式中:D—占空比T—開關(guān)周期
Uin—輸入電壓L1—輸入電感
在每一開關(guān)周期T內(nèi)平均輸入電流iave為:
iave=ipD=UinD2T/L1(2)
由于開關(guān)頻率足夠高,可以認(rèn)為在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)Uin是不變的,。當(dāng)占空比和開關(guān)頻率不變時(shí),,輸入電流的平均值正比于輸入電壓,它可以自動(dòng)"跟蹤"輸入電壓呈正弦波形,,從而起到功率因數(shù)校正的作用,。
在DCM方式下,應(yīng)滿足:
Uin×ton≤(Uc-Uin)×toff(3)
式中:Uin—輸入電壓,;ton—導(dǎo)通時(shí)間,;
Uc—電容C1電壓;toff—關(guān)斷時(shí)間,。
當(dāng)上式取等號時(shí),,有最大占空比
Dmax=ton/(ton+toff)=(Uc-Uin)/Uc(4)
電容電壓Uc受電容器耐壓值及成本的限制,不能取得太高,,這里取430V,。根據(jù)國內(nèi)電網(wǎng)的情況,,當(dāng)輸入電壓有效值為260V時(shí),占空比Dmax=(430-260×1.414)/430=14.5%,??梢姡@時(shí)的占空比很小,,這會加大主電路開關(guān)管的損耗,,同時(shí)要求儲能元件的容量很大,元器件利用率低,,整體效率低,。
為了提高占空比,從變壓器引出一個(gè)繞組N2,,按圖1所示的極性串于電路中,。此時(shí),由公式(Uin+UN2)×ton≤(Uc-Uin+UN2)×toff可推出最大占空比
Dmax=(Uc-Uin+UN2)/(Uc+2UN2)(5)
取UN2=70V,,則當(dāng)輸入電壓為260V有效值時(shí),占空比
Dmax=(430-260×1.414+70)/(430+2×70)
=23.2%(6)
若取UN2=100V,,則當(dāng)輸入電壓為260V有效值時(shí),,占空比
Dmax=(430-260×1.414+100)/(430+2×100)
=25.8%(7)
可見,占空比提高了許多,,這對于改善電路性能很有好處,。
另外,繞組N2的加入,,可使當(dāng)輸入電壓Uin較小時(shí),,相對增大輸入電流i,由于整個(gè)電流平均值iave不變,,故電流的峰值必然下降,,從而使電流波形更接近正弦波,有助于提高功率因數(shù),。
3工作狀態(tài)分析
為了分析方便,,將變換器在一個(gè)工作周期內(nèi)的工作情況分為三個(gè)階段,如圖3所示,。
圖3工作周期示意圖
?。?)階段I開關(guān)管S1、S2,,二極管VD2導(dǎo)通,,輸入電壓Uin對電感L1充電,充電電流為i=(Uin+UN2)×ton/L1,。同時(shí),,電容C1通過S2,、N0和S1向負(fù)載傳輸能量。
?。?)階段Ⅱ開關(guān)管S1和S2關(guān)斷,,VD2承受反壓而截止。電感中電流經(jīng)過VD3向電容C1充電,,直到電感中電流變?yōu)榱?。同時(shí),變壓器N0產(chǎn)生反電動(dòng)勢,,通過VD4,、C1和VD5進(jìn)行磁復(fù)位,把一部分能量轉(zhuǎn)移到電容中,。另外,,變壓器也有一部分磁能通過繞組N3、VD8釋放到輸出端,,這有助于擴(kuò)大輸出電壓的穩(wěn)定范圍,。
(3)階段Ⅲ電感中電流為0,,感應(yīng)電壓也為0,,VD3承受反向電壓而截止。
4實(shí)驗(yàn)結(jié)果
利用上述原理,,做了一個(gè)小功率電源,。
技術(shù)要求如下:
輸入電壓AC220V輸入頻率50Hz
輸出電壓DC48V輸出電流4A
工作頻率150kHz
關(guān)鍵元器件參數(shù):儲能電容220μF/450VKMH
變壓器匝數(shù):N1∶N2∶N3∶N0=15∶13∶6∶44
開關(guān)管IR460
輸入電感是個(gè)很重要的元件,它的選擇直接影響到實(shí)驗(yàn)效果,。線圈引線要足夠粗,,否則引線壓降大,損耗大,。電感的氣隙不能太小,,太小了電感易飽和,使得電流波形在峰值時(shí)出現(xiàn)尖峰,,降低功率因數(shù),;氣隙也不能太大,否則磁心外的磁力線太多,,線圈會發(fā)熱,,增大損耗。另外,,EI型的磁心不適合作電感,,應(yīng)選用罐型磁心。
輸入電感應(yīng)滿足在電流最大時(shí),,即輸入電壓最高時(shí)也不飽和,。取N2電壓為100V,,當(dāng)Uin為260V時(shí),由前邊公式可得D=25.8%,,又頻率f=150kHz,,故ton=D/f=1.72μS。電感中峰值電流ip=2×(N1/N0)×Io=2.73A,根據(jù)公式
L=U/(di/dt)≈U/(△i/△t)
=(1.414Uin+UN2)/(ip/ton)(8)
得L=290μH,。
實(shí)驗(yàn)結(jié)果見表1
表1實(shí)驗(yàn)結(jié)果
Uin(V) | Iin(A) | Uo(V) | Io(A) | Pin(W) | PF | η |
---|---|---|---|---|---|---|
188.1 | 1.349 | 49.8 | 3.91 | 241.3 | 0.942 | 80.6% |
197.0 | 1.298 | 50.1 | 3.92 | 243.0 | 0.939 | 80.8% |
206.3 | 1.298 | 49.8 | 4.29 | 255.3 | 0.942 | 83.6% |
217.9 | 1.241 | 48.3 | 4.27 | 261.3 | 0.938 | 78.9% |
輸入電流波形如圖4,。
由實(shí)驗(yàn)記錄的數(shù)據(jù)及電流波形可以看出,該電路對于改善功率因數(shù)確實(shí)有一定的作用,,達(dá)到了較高的功率因數(shù),。然而由于工作中要求占空比較小,開關(guān)管等器件上損耗較大,,使得電路的整體效率偏低,。
另外,實(shí)驗(yàn)中還發(fā)現(xiàn),,當(dāng)負(fù)載較輕時(shí),,輸出穩(wěn)壓范圍較小,;當(dāng)負(fù)載較重時(shí),,輸出穩(wěn)壓范圍較大。這是由于負(fù)載輕時(shí),,電容器放電較弱,,電容器電壓達(dá)到限壓值快,,從而使PWM信號占空比減小,,使輸出電壓降低,破壞了輸出穩(wěn)定性,。加入繞組N3及VD8,,則控制了輸出電壓,即可控制N3上電壓,,而N3的電壓正比于儲能電容電壓,,故輸出電壓可以間接地控制儲能電容電壓,從而使電容晚些進(jìn)入限壓,,擴(kuò)大輸出穩(wěn)壓范圍,。
圖4輸入電流波形
5結(jié)論
該電路對改善功率因數(shù)確有一定作用,但由于這僅是原理電路,,作為實(shí)用電路還有許多待完善的地方,。