1引言

　　對于較小功率的變換器,，若采用復(fù)雜的功率因數(shù)" title="功率因數(shù)">功率因數(shù)校正電路來提高源側(cè)功率因數(shù),，會導(dǎo)致成本增加，失去應(yīng)用價值,。本文所討論的電路為采用升壓電感和雙正激電路組合的方式，完成功率因數(shù)校正和功率輸出。

2電路原理

　　電路原理圖如圖1所示,。圖中L1，VD2,，VD3,，開關(guān)管" title="開關(guān)管">開關(guān)管S1和儲能電容C1組成了一個工作于DCM(電流斷續(xù)工作方式)的升壓（BOOST）變換器。

圖1電路原理圖

　　該電路采用一塊UC3845作為控制芯片,，反饋信號來自輸出端,。UC3845的驅(qū)動信號經(jīng)過一個小變壓器，變?yōu)閮陕吠辔坏尿?qū)動信號,，分別驅(qū)動兩只開關(guān)管S1和S2,。由于沒有電流取樣，電路只能工作于DCM方式,，否則電路中電流會失控,。該電路首先要保證輸出穩(wěn)壓，故占空比" title="占空比">占空比變化不大,，電流波形如圖2所示,。

圖2電流斷續(xù)控制模式（DCM）

　　在DCM方式下，每一開關(guān)周期T內(nèi),，輸入電流的峰值ip為：

ip=Uin×D×T/L1(1)

式中:D—占空比T—開關(guān)周期

Uin—輸入電壓L1—輸入電感

在每一開關(guān)周期T內(nèi)平均輸入電流iave為：

iave=ipD=UinD2T/L1（2）

　　由于開關(guān)頻率足夠高,，可以認(rèn)為在一個開關(guān)周期內(nèi)Uin是不變的。當(dāng)占空比和開關(guān)頻率不變時,，輸入電流的平均值正比于輸入電壓,，它可以自動"跟蹤"輸入電壓呈正弦波形，從而起到功率因數(shù)校正的作用,。

　　在DCM方式下,，應(yīng)滿足：

Uin×ton≤(Uc－Uin)×toff（3）

式中:Uin—輸入電壓；ton—導(dǎo)通時間；

Uc—電容C1電壓,；toff—關(guān)斷時間,。

當(dāng)上式取等號時，有最大占空比

Dmax=ton/(ton＋toff)=(Uc－Uin)/Uc（4）

電容電壓Uc受電容器耐壓值及成本的限制,，不能取得太高,，這里取430V。根據(jù)國內(nèi)電網(wǎng)的情況,，當(dāng)輸入電壓有效值為260V時,，占空比Dmax=(430－260×1.414)/430=14.5％?？梢?，這時的占空比很小，這會加大主電路開關(guān)管的損耗,，同時要求儲能元件的容量很大,，元器件利用率低，整體效率低,。

　　為了提高占空比,，從變壓器引出一個繞組N2，按圖1所示的極性串于電路中,。此時,，由公式(Uin＋UN2)×ton≤(Uc－Uin＋UN2)×toff可推出最大占空比

Dmax=(Uc－Uin＋UN2)/(Uc＋2UN2)(5)

取UN2=70V，則當(dāng)輸入電壓為260V有效值時,，占空比

Dmax=(430－260×1.414＋70)/(430＋2×70)

=23.2％(6)

若取UN2=100V,，則當(dāng)輸入電壓為260V有效值時，占空比

Dmax=(430－260×1.414＋100)/(430＋2×100)

=25.8％（7）

可見,，占空比提高了許多,，這對于改善電路性能很有好處。

　　另外,，繞組N2的加入,，可使當(dāng)輸入電壓Uin較小時，相對增大輸入電流i,，由于整個電流平均值iave不變,，故電流的峰值必然下降，從而使電流波形更接近正弦波,，有助于提高功率因數(shù),。

3工作狀態(tài)分析

　　為了分析方便，將變換器在一個工作周期內(nèi)的工作情況分為三個階段,，如圖3所示,。

圖3工作周期示意圖

　?。?）階段I開關(guān)管S1、S2,，二極管VD2導(dǎo)通,，輸入電壓Uin對電感L1充電，充電電流為i=(Uin＋UN2)×ton/L1,。同時,，電容C1通過S2、N0和S1向負(fù)載傳輸能量,。

　?。?）階段Ⅱ開關(guān)管S1和S2關(guān)斷,，VD2承受反壓而截止,。電感中電流經(jīng)過VD3向電容C1充電，直到電感中電流變?yōu)榱?。同時,，變壓器N0產(chǎn)生反電動勢，通過VD4,、C1和VD5進(jìn)行磁復(fù)位,，把一部分能量轉(zhuǎn)移到電容中。另外,，變壓器也有一部分磁能通過繞組N3,、VD8釋放到輸出端，這有助于擴(kuò)大輸出電壓的穩(wěn)定范圍,。

　?。?）階段Ⅲ電感中電流為0，感應(yīng)電壓也為0,，VD3承受反向電壓而截止,。

4實驗結(jié)果

　　利用上述原理，做了一個小功率電源,。

　　技術(shù)要求如下：

　　輸入電壓AC220V輸入頻率50Hz

　　輸出電壓DC48V輸出電流4A

　　工作頻率150kHz

　　關(guān)鍵元器件參數(shù)：儲能電容220μF/450VKMH

　　變壓器匝數(shù)：N1∶N2∶N3∶N0=15∶13∶6∶44

　　開關(guān)管IR460

　　輸入電感是個很重要的元件,，它的選擇直接影響到實驗效果。線圈引線要足夠粗,，否則引線壓降大,，損耗大。電感的氣隙不能太小,，太小了電感易飽和,，使得電流波形在峰值時出現(xiàn)尖峰，降低功率因數(shù),；氣隙也不能太大,，否則磁心外的磁力線太多,，線圈會發(fā)熱，增大損耗,。另外,，EI型的磁心不適合作電感，應(yīng)選用罐型磁心,。

　　輸入電感應(yīng)滿足在電流最大時,，即輸入電壓最高時也不飽和。取N2電壓為100V,，當(dāng)Uin為260V時,，由前邊公式可得D=25.8％，又頻率f=150kHz,，故ton=D/f=1.72μS,。電感中峰值電流ip=2×(N1/N0)×Io=2.73A,根據(jù)公式

L=U/(di/dt)≈U/(△i/△t)

=(1.414Uin＋UN2)/(ip/ton)(8)

得L=290μH。

實驗結(jié)果見表1

表1實驗結(jié)果

　　輸入電流波形如圖4,。

　　由實驗記錄的數(shù)據(jù)及電流波形可以看出,，該電路對于改善功率因數(shù)確實有一定的作用，達(dá)到了較高的功率因數(shù),。然而由于工作中要求占空比較小,，開關(guān)管等器件上損耗較大，使得電路的整體效率偏低,。

　　另外,，實驗中還發(fā)現(xiàn)，當(dāng)負(fù)載較輕時,，輸出穩(wěn)壓范圍較?。划?dāng)負(fù)載較重時,，輸出穩(wěn)壓范圍較大,。這是由于負(fù)載輕時，電容器放電較弱,，電容器電壓達(dá)到限壓值快,，從而使PWM信號占空比減小，使輸出電壓降低,，破壞了輸出穩(wěn)定性,。加入繞組N3及VD8，則控制了輸出電壓,，即可控制N3上電壓,，而N3的電壓正比于儲能電容電壓，故輸出電壓可以間接地控制儲能電容電壓,，從而使電容晚些進(jìn)入限壓,，擴(kuò)大輸出穩(wěn)壓范圍,。

圖4輸入電流波形

5結(jié)論

　　該電路對改善功率因數(shù)確有一定作用，但由于這僅是原理電路,，作為實用電路還有許多待完善的地方,。