摘要：首先介紹了三電平PWM變換器的特點,，比較了空間矢量控制方法、SHEPWM方法和SPWM方法的優(yōu)缺點,。詳細地介紹了三電平中SPWM控制的原理，并討論了用DSPLF2407A來實現(xiàn)SPWM的方法,。最后通過仿真和實驗驗證了SPWM控制方法的特點,，實驗證實了用DSP實現(xiàn)三電平SPWM的方便性。
關鍵詞：三電平變換器,；正弦脈沖寬度調制,；數(shù)字處理器
1 概述
二極管中點鉗位型的三電平逆變器的主電路拓撲結構如圖1所示。由于二極管的鉗位,，這種變換器每個功率開關管承受的最大電壓為直流側電壓的1/2,，從而實現(xiàn)了用中低壓器件完成中高容量的變換。另外,，由于相電壓有三種電平狀態(tài),，比傳統(tǒng)的二電平逆變器多了一個電平，其諧波水平明顯低于二電平變換器,，輸出相同質量電流波形的時候,，開關頻率可以降低到兩電平的1/4。最后,，由于采用了不對稱的雙向開關,，能量可以雙向流動，可以很好地控制功率因數(shù)和實現(xiàn)電機四象限運行,。然而,，由于這種拓撲結構使用了12個功率管，其控制方法也隨之復雜,。另外,，直流側中點電位的不平衡也是制約該拓撲的一個重要因素。
圖1 三電平變換器主電路結構
三電平變換器的控制方法主要有正弦波調制PWM(SPWM),，選擇性的消諧PWM(SHEPWM),，空間矢量PWM(SVPWM)。
三電平空間矢量控制PWM方法和兩電平空間矢量的控制方法一樣,，也是一種建立在空間電壓矢量合成概念上的PWM方法,。三電平空間矢量方法的優(yōu)點主要是電壓利用率高，對于二極管中點鉗位的變換電路可以利用冗余的電壓矢量（一般都是小矢量）來實現(xiàn)直流側電容電壓的平衡,；其缺點就是數(shù)字實現(xiàn)的時候計算量非常大,尤其是當電平數(shù)大于3的時候更加復雜,。
選擇性的消諧PWM方法，通過開關時刻的優(yōu)化選擇,，可以在較低的開關頻率下,，產(chǎn)生最優(yōu)的輸出電壓波形，從而減小了電流紋波和電動機的脈動轉矩,。在輸出同樣質量波形的時候,，它較其它的方法，開關次數(shù)最少,，效率最高,。因此，在高壓大功率的設備上多采用SHEPWM的控制方法,。但是,，這種方法的一個難點就是在計算開關角的時候，要解超越方程,，現(xiàn)在通用的牛頓迭代法中,，確定開關角的初值難以選擇，計算比較困難,。
而正弦波調制的方法的優(yōu)點主要以下幾點：
1）SPWM實現(xiàn)起來比較方便,，可以模擬實現(xiàn)也可以用數(shù)字來實現(xiàn)，而且用數(shù)字來實現(xiàn)的時候,，計算量?。?
2）可以大大降低輸出諧波含量,，尤其是低頻紋波,，它的諧波主要集中在載波頻率的K倍的位置，因此在設計濾波器的時候,，比較容易實現(xiàn),，而且成本較低；
3）對于任何數(shù)電平變換器,，調制比可以在所有的工作范圍內變化,，注入合適的三次諧波，可以實現(xiàn)最大調制比1.15,；
4）在載波中注入合適零序列,，可以較好地平衡中點電位。
本文在介紹三電平變換SPWM控制理論的基礎上,，討論了用DSP來實現(xiàn)三電平SPWM控制的方法,，并將仿真結果與實驗結果進行了比較。
2 三電平載波調制理論
從圖1中可以看到,，三電平逆變器的每一個橋臂上有4個開關管,，4個反向恢復二極管和2個鉗位二極管。以第一橋臂為例,，其中開關管Sa1和Sa3的開關控制信號互補,，Sa2和Sa4的開關控制信號也是互補的。Sa1和Sa2同時導通的時候,，輸出相電壓為Ed/2,；Sa2和Sa3同時導通的時候,，輸出的相電壓為0；Sa3和Sa4同時導通的時候,，輸出的相電壓為－Ed/2,。為了確保電路中dv/dt不能太大，必須保證每個橋臂中只能有上面三種情況的兩個開關管導通,，絕不容許有3個開關管同時導通,，但是，由于所采用的開關器件都不是理想的,，開關管的開通和關斷都需要一定的時間,。因此，必須對開關控制信號加入死區(qū)時間,。從上面分析可知,，一個橋臂中，控制信號只有兩個獨立的控制信號,。Sa1和Sa2的驅動控制信號是由2個具有同相位,，同頻率fc，相同的峰峰值Ac,，且對稱分布的三角載波和一個峰峰值為Am,，頻率為fm的正弦參考信號比較得到的。在三角載波和正弦波相交的時刻,，如果正弦波的值大于載波的值,，則開通相應的開關器件，反之則關斷該器件,。對于三電平變換器,，幅度調制比ma和頻率調制比mf定義為
ma=Am/2Ac（1）
mf=fc/fm（2）
圖2是調制比為ma=0.9，mf=9的三電平變換器的原理圖,。
（a）調制原理
（b）A相電壓波形
（c）B相電壓波形
（d）AB線電壓波形
圖2 SPWM原理圖
3 基于DSP的三電平SPWM的實現(xiàn)
TI公司的TMS320LF2407ADSP是面向電力電子控制領域的,，它具有兩個事件管理器模塊EVA和EVB，能夠實現(xiàn)PWM對稱和非對稱波形,；外部引腳PDPINTx快速封鎖PWM通道,；可編程的死區(qū)控制；3個捕獲單元,；片內光電編碼器接口電路,；16通道的A/D轉換。另外,，它還有串行通信接口(SCI),，16位的串行外設接口模塊(SPI)和控制器局域網(wǎng)絡(CAN)2.0B模塊。LF2407A可以很好地實現(xiàn)電力電子領域的控制。DSP實現(xiàn)SPWM控制三電平變換器的控制框圖見圖3,。對稱的規(guī)則采樣PWM法比較簡單,，適合于數(shù)字控制的實現(xiàn)，它的原理是在三角載波的峰點（谷點）的時刻采樣正弦波調制信號而形成的波形,，采樣周期Ts為三角載波的周期,。用DSP實現(xiàn)SPWM控制的過程中，主要是計算各個載波周期內的開關時間,。圖4是計算載波周期內開關時間的中斷程序流程圖。中斷程序主要就是計算第N個載波周期內的開關的時間,，其中v0為正弦波的幅值,。表1是DSP的信號與開關管對應表。表2是各個扇區(qū)內CMPRx的值表,。
表1 DSP信號和主功率管的對應關系
| PWM1 | PWM2 | PWM3 | PWM4 | PWM5 | PWM6 |
|---|---|---|---|---|---|
| Sa3 | Sa1 | Sa4 | Sa2 | Sb3 | Sb1 |
| PWM7 | PWM8 | PWM9 | PWM10 | PWM11 | PWM12 |
| Sb4 | Sb2 | Sc3 | Sc1 | Sc4 | Sc2 |
表2 CMPRx在各個區(qū)內的值
| CMPR1 | CMPR2 | CMPR3 | CMPR4 | CMPR5 | CMPR6 | |
|---|---|---|---|---|---|---|
| Z1 | v0sinθ | T | v0sin(π/3－θ) | T | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) |
| Z2 | v0sin(θ＋π/3) | T | 0 | T－v0sinθ | 0 | T－v0sin(π/3－θ) |
| Z3 | v0sin(π/3－θ) | T | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) | v0sinθ | T |
| Z4 | 0 | T－v0sinθ | 0 | T－v0sin(π/3－θ) | v0sin(θ＋π/3) | T |
| Z5 | 0 | T－v0sin(θ＋π/3) | v0sinθ | T | v0sin(π/3－θ) | T |
| Z6 | 0 | T－v0sin(π/3－θ) | v0sin(θ＋π/3) | T | 0 | T－v0sinθ |
圖3 DSP控制的三電平變換器框圖
圖4 中斷程序流程圖
4三電平SPWM的仿真研究
為了研究載波調制的諧波消除效果,，采用電力電子專用仿真軟件PSIM對圖1所示的三電平變換器進行了仿真研究。仿真參數(shù)設置載波的頻率fc=10kHz,，調制正弦波的頻率fm=50Hz,，幅度調制比為ma=0.9。相電壓,、線電壓的仿真波形如圖5（a）所示,。從仿真結果不難看出三電平的諧波主要集中在載波頻率的倍數(shù)的位置，如圖5（b）所示,，而低次諧波很小,。
5 實驗模型和實驗結果
實驗模型的主電路采用12個IRF840開關管，6個鉗位和12個反向恢復的二極管MUR860,。實驗的控制部分主要是基于實驗室開發(fā)的雙DSP數(shù)字控制平臺,。電路的輸入的直流電壓300V，負載為2.2kW的電動機,。開關頻率fc=10kHz,，ma=0.9。圖6(a)是相電壓波形,，圖6(b)是相電壓的FFT分析,。圖7(a)是線電壓波形，圖7(b)是線電壓波形的FFT分析波形,。
（a）相,、線電壓波形
（b）相、線電壓FFT分析
圖5 相,、線電壓波形與FFT分析
（a）相電壓波形
(b)相電壓波形的頻譜分析
圖6 相電壓波形與其FFT分析
（a）線電壓波形
(b)線電壓波形的頻譜分析
圖7 線電壓波形與其FFT分析
6 結語
上述仿真和實驗結果表明,，SPWM方法的諧波主要集中在高頻部分，因此，對它進行濾波器的設計比較容易實現(xiàn),。三電平變換器在高性能中高電壓的變頻調速,，有源電力濾波裝置和電力系統(tǒng)無功補償?shù)阮I域有著廣泛的應用前景。DSPLF2407A具有多路PWM輸出和可編程的死區(qū)時間控制,，因此,，在實現(xiàn)復雜的電力電子領域的控制中具有明顯的優(yōu)勢。