根據(jù)功率因數(shù)校正設(shè)備的基本電路分析混合功率因數(shù)校正的系統(tǒng)理論的正確性和他的實(shí)用性.根據(jù)Buck-boost 電路和Buck 電路作為基本變換器,，可以得到如下圖1A、2A,、3A 所示的PFC 電路,，如果考慮到隔離的需要，對(duì)應(yīng)有如圖1B,、2B,、3B 所示的PFC 電路。
如果選擇兩個(gè)Buck-boost 電路作為基本變換器,，同理可以得到3A 所示的電路,?？紤]到隔離的需要，有如圖3B 所示的PFC 電路,。
以上給出了一些基本拓?fù)涞腜FC 電路,，下面將具體分析圖1A 給出的電路。根據(jù)圖1A,，假設(shè)Buck-boost 和Buck 基本變換器都工作在CCM 狀態(tài)下,，本電路主要適用于中大功率的需求。
一．平均模型
假設(shè)電容電壓是常數(shù),，輸入電壓為整流過的正弦波,，如下所示
輸入Buck 基本變換器的電壓如下：
其中c V 是電容電壓， m ? 是載波頻率,。假設(shè)輸出校正良好,，穩(wěn)態(tài)時(shí)，Buck 變換器的輸入電流如下：
其中,， 0 P 為PFC 電路的輸出功率,。根據(jù)以上計(jì)算與推導(dǎo)，作出如圖4 所示的平均模型,，根據(jù)平均模型可知輸入電流為L(zhǎng) d i 1
和輸入Buck 變換器的電流之和,，其中1 d 是Buck-boost 變換器的占空比。
為了得到單位功率因數(shù),，可以得到以下等式：
基于以上公式,， 利用MathCad 仿真幾個(gè)滾見參數(shù)波形。條件為
時(shí),，為了達(dá)到單位功率因素,，幾個(gè)主要電流、電壓的波形如圖5 所示：
根據(jù)上圖所示,，為了達(dá)到單位功率因數(shù)的目的,，在一段時(shí)間內(nèi)L d i 1 為負(fù)值，所以可以使用一個(gè)允許能量雙向流通的開關(guān)來替代Buck-boost 中的二極管,。但實(shí)際上,，即使任然采用二極管，仍能保持很高的功率因數(shù),，略小于1.而且,，提高電容上的電壓值，可降
低in bock i . ,，從而保證功率因數(shù)一直維持在較高的水準(zhǔn)上,。
二．為了達(dá)到高功率因數(shù)，兩個(gè)基本變換器分開控制,。標(biāo)記Buck-boost 變換器的占空比為
1 d ,，Buck 變換器的占空比為d2 ,，由此可以寫出 d 2的表達(dá)式：
其中U 為輸出直流電壓.由式1-3、1-4 推得：
電感電流表達(dá)式如下：
根據(jù)1-7,、1-8 有：
根據(jù)得出的1-9 式可以利用MathCad 的數(shù)值方法解出L i ,，如圖6 所示，再將L i 帶入式1-7,，可得出d1,。
其中主電路波形接近過零點(diǎn)的附近， L i 無法求得數(shù)值解,。在實(shí)際的應(yīng)用上,，需要分開控制Buck-boost 變換器和Buck（Flyback 考慮隔離）變換器。
1 對(duì)于Flyback 變換器,，只需要簡(jiǎn)單的反饋控制環(huán),，但由于Flyback 變換器的輸入電壓為
?具有較大的波動(dòng)，所以講一個(gè)前饋環(huán)集合在反饋模型中,，有利于快速調(diào)整輸出,。
2 為了取得較高的功率因數(shù)，前段的Buck-boost 變換器需由一個(gè)電流功率因數(shù)控制環(huán)來控制,，從而有效的使得輸入電流跟隨輸入電壓,。