本文介紹了基于0.18μm CMOS工藝的802.11a無(wú)線局域網(wǎng)1GHz頻段正交下變頻電路的設(shè)計(jì)方法,。該設(shè)計(jì)采用源級(jí)退化和電流注入的方法對(duì)傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻單元進(jìn)行改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了高性能下變頻器,。模擬結(jié)果表明,，下變頻器的1dB壓縮點(diǎn)為－6.6Bm，三階截點(diǎn)（IIP3）為3.64dBm,，50Ω負(fù)載輸出增益為2.8dB,，噪聲系數(shù)為23dB。
隨著手提電腦等便攜式設(shè)備應(yīng)用的日益增長(zhǎng),，傳統(tǒng)的有線局域網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)不能滿足人們對(duì)移動(dòng)通信的要求,，無(wú)線局域網(wǎng)（WLAN）以其移動(dòng)性、靈活的組網(wǎng)方式和高速率的數(shù)據(jù)傳輸?shù)忍匦?，使我們?cè)瓉?lái)必須在網(wǎng)絡(luò)物理連接的前提下才可能使用網(wǎng)絡(luò)的限制被打破,。無(wú)線局域網(wǎng)正在成為人們無(wú)線接入互聯(lián)網(wǎng)的主要方式，其低成本,、高效率和易于部署等特點(diǎn)使它在近年得到了迅速增長(zhǎng),。
無(wú)線局域網(wǎng)市場(chǎng)的增長(zhǎng)促進(jìn)了射頻集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展。CMOS工藝以其諸多優(yōu)點(diǎn)正逐步成為射頻集成電路設(shè)計(jì)的首選工藝,，采用CMOS工藝設(shè)計(jì)運(yùn)用于無(wú)線局域網(wǎng)絡(luò)的單片集成收發(fā)機(jī)電路有著廣闊的市場(chǎng)前景。本文介紹的1GHz頻段正交下變頻電路正是無(wú)線局域網(wǎng)接收電路中的關(guān)鍵電路之一,。整個(gè)設(shè)計(jì)在臺(tái)積電（TSMC）的0.18μm CMOS工藝的基礎(chǔ)上進(jìn)行,，目前已經(jīng)完成了電路的仿真。
接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
一般應(yīng)用于無(wú)線局域網(wǎng)的收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)主要有二次變頻結(jié)構(gòu),、零中頻結(jié)構(gòu),、低中頻結(jié)構(gòu)和高中頻結(jié)構(gòu)四種。每種結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)有其各自的優(yōu)缺點(diǎn),，本文設(shè)計(jì)的下變頻器應(yīng)用于二次變頻結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中,，接收機(jī)的系統(tǒng)框圖如圖1所示。在接收機(jī)中,，信號(hào)經(jīng)過天線接收后通過選頻網(wǎng)絡(luò),，再經(jīng)過低噪聲放大器（LNA）放大，濾波后直接提供給第一級(jí)本振信號(hào)為4GHz的混頻器,，將頻率為5GHz的接收信號(hào)下變頻到1GHz,。之后,，信號(hào)分別通過兩個(gè)輸入本振同為1GHz但相位差為90o的正交下變頻器解調(diào)，變?yōu)榱阒蓄l信號(hào),，再通過低通濾波器濾波和自動(dòng)增益控制放大器放大,，最終信號(hào)提供給基帶芯片完成基帶部分的處理。
下變頻器的設(shè)計(jì)特點(diǎn)分析
本文介紹的下變頻器是系統(tǒng)中把1GHz信號(hào)轉(zhuǎn)化為兩個(gè)零中頻信號(hào)的電路,，它由兩個(gè)結(jié)構(gòu)相同的混頻器構(gòu)成,，見圖1虛框部分。從系統(tǒng)分析可知,，由于混頻器處在接收機(jī)的后端,，因此需要很高的線性度，這是整個(gè)下變頻器設(shè)計(jì)的重點(diǎn),。由于整個(gè)接收機(jī)要求很高的信噪比,，所以我們希望下變頻器的噪聲系數(shù)盡量小。再者,，由于后級(jí)電路的噪聲系數(shù)和前級(jí)的增益有關(guān),，因此需要下變頻器提供一定的增益來(lái)減小后續(xù)電路噪聲對(duì)系統(tǒng)噪聲的影響。在設(shè)計(jì)接收機(jī)系統(tǒng)時(shí),，還需要考慮下變頻器和前級(jí)電路的阻抗匹配,。因此，設(shè)計(jì)一個(gè)理想的下變頻器具有很大的挑戰(zhàn),，它需要對(duì)增益,、線性度、噪聲系數(shù),、供電電壓,、功耗等各個(gè)因數(shù)進(jìn)行綜合考慮才能得到一個(gè)最優(yōu)化的結(jié)果。
根據(jù)電路設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)工藝的要求,，我們可以應(yīng)用的混頻器結(jié)構(gòu)有很多,，如單平衡開關(guān)混頻器、亞采樣混頻器,、雙平衡線性區(qū)混頻器,、雙柵有源混頻器等，每種電路結(jié)構(gòu)都有其自身的特點(diǎn),。目前,，在射頻接收機(jī)中運(yùn)用最多的還是吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)單元，它具有很好的端口隔離度和較低的噪聲系數(shù),，且能提供較大的混頻增益,。吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示。本振信號(hào)從M1,、M2,、M3和M4的柵極輸入,，MOS管工作在開關(guān)狀態(tài)。射頻信號(hào)從M5和M6的柵極輸入,，MOS管工作在飽和區(qū),，將射頻電壓信號(hào)轉(zhuǎn)化為電流信號(hào)，零中頻信號(hào)從負(fù)載電阻的兩端轉(zhuǎn)化成電壓信號(hào)差分輸出,。
優(yōu)化的混頻器結(jié)構(gòu)
由接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)可知,，當(dāng)射頻信號(hào)經(jīng)低噪聲放大器再經(jīng)一次變頻增益后，輸出的信號(hào)已經(jīng)有較大的功率,，再輸入到下變頻器,，為了保證信號(hào)的不失真并使整機(jī)有較高的信噪比，就要使下變頻器有很高的線性度,，同時(shí)又要確保下變頻器具有一定的增益,。此時(shí)，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)已經(jīng)不能滿足要求,，為此我們需要采用優(yōu)化的吉爾伯特混頻器,。
a. 源級(jí)退化
為了提高混頻器的線性度，簡(jiǎn)單的方法是增大混頻器的工作電源電壓或增大工作電流,。然而,，當(dāng)前的芯片設(shè)計(jì)特別是應(yīng)用于便攜式設(shè)備的芯片設(shè)計(jì)都是朝著低電壓、低功耗的方向發(fā)展,，簡(jiǎn)單依靠增大工作電壓和工作電流的設(shè)計(jì)方法沒有多大的實(shí)際意義,。因而上述的兩種方法在設(shè)計(jì)中都不宜采用，而現(xiàn)在最常用和最有效提高線性度的方法是采用源級(jí)退化（Source Degeneration）,。如圖3中標(biāo)號(hào)為1所示,，通過在M5和M6的源級(jí)增加阻抗Zs來(lái)達(dá)到增加線性度的目的。
在設(shè)計(jì)時(shí)一般會(huì)建議采用電感來(lái)形成阻抗Zs構(gòu)成源級(jí)退化,，因?yàn)槔硐氲碾姼胁淮嬖跓嵩肼?，因而不?huì)增加混頻器的噪聲系數(shù)，而且電感沒有直流壓降,，這就增加了混頻器的凈空電壓以及線性度。但采用電感也有它的不足之處：首先,，電感的阻抗Zs和工作的頻率有關(guān),，這種結(jié)構(gòu)的電路只能應(yīng)用在窄帶范圍內(nèi)；其次,，電感在片上集成占用的面積較大,，會(huì)增加很大的制造成本，且電感模型也不夠精確,，仿真值和實(shí)際值誤差較大,，造成制造后的成品率不能保證,。因此，在本次設(shè)計(jì)中采用了電阻來(lái)形成源級(jí)退化的電路結(jié)構(gòu),。
本文介紹了基于0.18μm CMOS工藝的802.11a無(wú)線局域網(wǎng)1GHz頻段正交下變頻電路的設(shè)計(jì)方法,。該設(shè)計(jì)采用源級(jí)退化和電流注入的方法對(duì)傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻單元進(jìn)行改進(jìn)，實(shí)現(xiàn)了高性能下變頻器,。模擬結(jié)果表明,，下變頻器的1dB壓縮點(diǎn)為－6.6Bm，三階截點(diǎn)（IIP3）為3.64dBm,，50Ω負(fù)載輸出增益為2.8dB,，噪聲系數(shù)為23dB。
隨著手提電腦等便攜式設(shè)備應(yīng)用的日益增長(zhǎng),，傳統(tǒng)的有線局域網(wǎng)絡(luò)已經(jīng)不能滿足人們對(duì)移動(dòng)通信的要求,，無(wú)線局域網(wǎng)（WLAN）以其移動(dòng)性、靈活的組網(wǎng)方式和高速率的數(shù)據(jù)傳輸?shù)忍匦?，使我們?cè)瓉?lái)必須在網(wǎng)絡(luò)物理連接的前提下才可能使用網(wǎng)絡(luò)的限制被打破,。無(wú)線局域網(wǎng)正在成為人們無(wú)線接入互聯(lián)網(wǎng)的主要方式，其低成本,、高效率和易于部署等特點(diǎn)使它在近年得到了迅速增長(zhǎng),。
無(wú)線局域網(wǎng)市場(chǎng)的增長(zhǎng)促進(jìn)了射頻集成電路工藝技術(shù)的發(fā)展。CMOS工藝以其諸多優(yōu)點(diǎn)正逐步成為射頻集成電路設(shè)計(jì)的首選工藝,，采用CMOS工藝設(shè)計(jì)運(yùn)用于無(wú)線局域網(wǎng)絡(luò)的單片集成收發(fā)機(jī)電路有著廣闊的市場(chǎng)前景,。本文介紹的1GHz頻段正交下變頻電路正是無(wú)線局域網(wǎng)接收電路中的關(guān)鍵電路之一。整個(gè)設(shè)計(jì)在臺(tái)積電（TSMC）的0.18μm CMOS工藝的基礎(chǔ)上進(jìn)行,，目前已經(jīng)完成了電路的仿真,。
接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)
一般應(yīng)用于無(wú)線局域網(wǎng)的收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)主要有二次變頻結(jié)構(gòu)、零中頻結(jié)構(gòu),、低中頻結(jié)構(gòu)和高中頻結(jié)構(gòu)四種,。每種結(jié)構(gòu)的收發(fā)機(jī)有其各自的優(yōu)缺點(diǎn)，本文設(shè)計(jì)的下變頻器應(yīng)用于二次變頻結(jié)構(gòu)的接收機(jī)中,，接收機(jī)的系統(tǒng)框圖如圖1所示,。在接收機(jī)中，信號(hào)經(jīng)過天線接收后通過選頻網(wǎng)絡(luò),，再經(jīng)過低噪聲放大器（LNA）放大,，濾波后直接提供給第一級(jí)本振信號(hào)為4GHz的混頻器，將頻率為5GHz的接收信號(hào)下變頻到1GHz,。之后,，信號(hào)分別通過兩個(gè)輸入本振同為1GHz但相位差為90o的正交下變頻器解調(diào)，變?yōu)榱阒蓄l信號(hào)，再通過低通濾波器濾波和自動(dòng)增益控制放大器放大,，最終信號(hào)提供給基帶芯片完成基帶部分的處理,。
下變頻器的設(shè)計(jì)特點(diǎn)分析
本文介紹的下變頻器是系統(tǒng)中把1GHz信號(hào)轉(zhuǎn)化為兩個(gè)零中頻信號(hào)的電路，它由兩個(gè)結(jié)構(gòu)相同的混頻器構(gòu)成,，見圖1虛框部分,。從系統(tǒng)分析可知，由于混頻器處在接收機(jī)的后端,，因此需要很高的線性度,，這是整個(gè)下變頻器設(shè)計(jì)的重點(diǎn)。由于整個(gè)接收機(jī)要求很高的信噪比,，所以我們希望下變頻器的噪聲系數(shù)盡量小,。再者，由于后級(jí)電路的噪聲系數(shù)和前級(jí)的增益有關(guān),，因此需要下變頻器提供一定的增益來(lái)減小后續(xù)電路噪聲對(duì)系統(tǒng)噪聲的影響,。在設(shè)計(jì)接收機(jī)系統(tǒng)時(shí)，還需要考慮下變頻器和前級(jí)電路的阻抗匹配,。因此,，設(shè)計(jì)一個(gè)理想的下變頻器具有很大的挑戰(zhàn)，它需要對(duì)增益,、線性度,、噪聲系數(shù)、供電電壓,、功耗等各個(gè)因數(shù)進(jìn)行綜合考慮才能得到一個(gè)最優(yōu)化的結(jié)果,。
根據(jù)電路設(shè)計(jì)及實(shí)現(xiàn)工藝的要求，我們可以應(yīng)用的混頻器結(jié)構(gòu)有很多,，如單平衡開關(guān)混頻器,、亞采樣混頻器、雙平衡線性區(qū)混頻器,、雙柵有源混頻器等,，每種電路結(jié)構(gòu)都有其自身的特點(diǎn)。目前,，在射頻接收機(jī)中運(yùn)用最多的還是吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)單元,，它具有很好的端口隔離度和較低的噪聲系數(shù)，且能提供較大的混頻增益,。吉爾伯特結(jié)構(gòu)混頻器的基本結(jié)構(gòu)如圖2所示,。本振信號(hào)從M1、M2,、M3和M4的柵極輸入，MOS管工作在開關(guān)狀態(tài)。射頻信號(hào)從M5和M6的柵極輸入,，MOS管工作在飽和區(qū),，將射頻電壓信號(hào)轉(zhuǎn)化為電流信號(hào)，零中頻信號(hào)從負(fù)載電阻的兩端轉(zhuǎn)化成電壓信號(hào)差分輸出,。
優(yōu)化的混頻器結(jié)構(gòu)
由接收機(jī)的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)可知,，當(dāng)射頻信號(hào)經(jīng)低噪聲放大器再經(jīng)一次變頻增益后，輸出的信號(hào)已經(jīng)有較大的功率,，再輸入到下變頻器,，為了保證信號(hào)的不失真并使整機(jī)有較高的信噪比，就要使下變頻器有很高的線性度,，同時(shí)又要確保下變頻器具有一定的增益,。此時(shí)，傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器結(jié)構(gòu)已經(jīng)不能滿足要求,，為此我們需要采用優(yōu)化的吉爾伯特混頻器,。
a. 源級(jí)退化
為了提高混頻器的線性度，簡(jiǎn)單的方法是增大混頻器的工作電源電壓或增大工作電流,。然而,，當(dāng)前的芯片設(shè)計(jì)特別是應(yīng)用于便攜式設(shè)備的芯片設(shè)計(jì)都是朝著低電壓、低功耗的方向發(fā)展,，簡(jiǎn)單依靠增大工作電壓和工作電流的設(shè)計(jì)方法沒有多大的實(shí)際意義,。因而上述的兩種方法在設(shè)計(jì)中都不宜采用，而現(xiàn)在最常用和最有效提高線性度的方法是采用源級(jí)退化（Source Degeneration）,。如圖3中標(biāo)號(hào)為1所示,，通過在M5和M6的源級(jí)增加阻抗Zs來(lái)達(dá)到增加線性度的目的。
在設(shè)計(jì)時(shí)一般會(huì)建議采用電感來(lái)形成阻抗Zs構(gòu)成源級(jí)退化,，因?yàn)槔硐氲碾姼胁淮嬖跓嵩肼?，因而不?huì)增加混頻器的噪聲系數(shù)，而且電感沒有直流壓降,，這就增加了混頻器的凈空電壓以及線性度,。但采用電感也有它的不足之處：首先，電感的阻抗Zs和工作的頻率有關(guān),，這種結(jié)構(gòu)的電路只能應(yīng)用在窄帶范圍內(nèi),；其次，電感在片上集成占用的面積較大,，會(huì)增加很大的制造成本,，且電感模型也不夠精確，仿真值和實(shí)際值誤差較大,，造成制造后的成品率不能保證,。因此，在本次設(shè)計(jì)中采用了電阻來(lái)形成源級(jí)退化的電路結(jié)構(gòu)。
b. 電流注入
在傳統(tǒng)的吉爾伯特混頻器中,，為了提高混頻器的增益和線性度,，在M5和M6處我們需要有較大的直流，但是這會(huì)使直流在負(fù)載電阻和開關(guān)管上的壓降增大,，造成直流工作點(diǎn)的偏移,，不能保證混頻器的正常工作。為了解決這個(gè)矛盾,，我們?cè)诩獱柌鼗祛l器的開關(guān)管中間額外加入兩個(gè)電流源,，形成兩個(gè)注入電流。如上圖3標(biāo)號(hào)②所示,。
采用電流注入有諸多優(yōu)點(diǎn)：第一,，采用電流注入可以在電源電壓不變的情況下，有效地提高混頻器的線性度,；第二,，可以減小由于MOS管開關(guān)工作不理想所帶來(lái)的閃爍噪聲，從而減小混頻器的噪聲系數(shù),，同時(shí)可以減小開關(guān)管的尺寸,，使本振負(fù)載減小,；第三,，由于增加了電流注入，使流過負(fù)載電阻的直流減小,，在保持電路直流工作點(diǎn)不變的情況下,，增大負(fù)載電阻，從而增大混頻器的增益,。而且由于負(fù)載電阻的增大,，我們可以方便地在負(fù)載電阻端并聯(lián)一個(gè)較小的電容，實(shí)現(xiàn)片上的RC低通濾波電路,。
下變頻器結(jié)構(gòu)
下變頻器的總體電路結(jié)構(gòu)如圖4所示,。主要包括輸入阻抗匹配、混頻器單元和后級(jí)輸出緩沖三個(gè)部分,。
a. 輸入阻抗匹配
對(duì)于射頻電路,，輸入與輸出的信號(hào)電平和阻抗是重要的設(shè)計(jì)參數(shù)，不同模塊之間的阻抗匹配是一個(gè)重要的技術(shù)指標(biāo),。如圖4所示,，射頻信號(hào)和本振信號(hào)的直流電平分別通過R1和R2、R3和R4分壓得到,，輸入信號(hào)通過和50Ω匹配電阻相接,，對(duì)于差分的輸入信號(hào)，O點(diǎn)相當(dāng)于虛地,，這樣就實(shí)現(xiàn)了50Ω的阻抗匹配。
b. 混頻器單元
通過上面的分析,，我們給出了改進(jìn)后的吉爾伯特混頻器的具體電路結(jié)構(gòu)，見圖4,。我們通過一個(gè)PMOS管和一個(gè)電阻實(shí)現(xiàn)注入電流，通過PMOS的源級(jí)接電阻來(lái)增大電流源的內(nèi)阻,，使得并聯(lián)電流源內(nèi)阻對(duì)負(fù)載電阻的影響減小?？梢酝ㄟ^調(diào)節(jié)電阻值和偏置電壓的大小來(lái)改變注入電流的大小。需要指出的是,，注入電流值不宜過大也不能太小,，過大或過小都會(huì)造成系統(tǒng)中本振VCO的相位噪聲變差。
由于混頻器工作的電流較大,，因此可以考慮兩個(gè)相同的電流源并聯(lián)來(lái)提供工作電流，此時(shí)的退化電阻可以接在兩個(gè)電流源之間,。采用這種結(jié)構(gòu),，工作直流在退化電阻中沒有壓降，這樣就提高了混頻器的凈空電壓,，相應(yīng)的線性度也提高,。但是由于采用了兩個(gè)電流源,，我們?cè)谙伦冾l器版圖的布局過程中需要特別注意,，因?yàn)椴季稚杂胁缓侠砭蜁?huì)造成管子的不匹配，使得下變頻器的噪聲系數(shù)增大,。
c. 輸出緩沖
在實(shí)際測(cè)試中,，下變頻器的輸出接50Ω負(fù)載,，因此需要通過輸出緩沖來(lái)增大其驅(qū)動(dòng)能力。輸出緩沖采用差分放大器的結(jié)構(gòu),，與下變頻器單元的輸出直接耦合。在設(shè)計(jì)時(shí)考慮放大器增益的同時(shí)也需要考慮它的線性度,。
模擬結(jié)果
本次設(shè)計(jì)采用了Cadence公司的Spectre模擬仿真工具對(duì)電路進(jìn)行仿真,。
應(yīng)用Spectre里的周期性穩(wěn)態(tài)分析pss（Periodic Steady State）工具和pnoise噪聲分析工具進(jìn)行模擬。根據(jù)802.11a協(xié)議及接收機(jī)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)的要求,，我們對(duì)下變頻器在125M（本振頻率在1036M－1161M間變化）的帶寬內(nèi)進(jìn)行了模擬仿真。從下變頻器增益,、1dB壓縮點(diǎn)和三階截點(diǎn)隨頻率變化的曲線可以看出，下變頻器的各項(xiàng)性能隨頻率的變化很小,，1dB壓縮點(diǎn)為－6.6Bm，三階截點(diǎn)（IIP3）為3.64dBm,。50Ω負(fù)載輸出增益為2.8dB,，噪聲系數(shù)為23dB。芯片采用1.8V標(biāo)準(zhǔn)電源供電,，單個(gè)下混頻器的功耗約為40mW,。表1是對(duì)下變頻器性能指標(biāo)的總結(jié),。