0 引言

    在零中頻雷達接收系統(tǒng)中,，回波信號與本振信號混頻之后得到中頻信號,。通常，中頻信號的大小與回波信號的強弱有直接關系,，回波信號強,，中頻信號的幅值就大，回波小則中頻信號的幅值就小^[1],。通常中頻信號會使用ADC進行采集,，將模擬信號采集為數字信號，再進行數字信號處理^[2],。對于多普勒測速雷達來說,，系統(tǒng)要求信號幅度應盡量平穩(wěn)，處理起來就會精度變高,，如果信號幅值變化不均勻,，有用信號太小的部分就會被視為噪聲處理^[3-4]，從而對處理結果產生影響,。本文從負反饋的角度出發(fā),，采用AD603進行自動增益控制，實現信號調理的功能,。

1 負反饋

    反饋可分為負反饋和正反饋,。負反饋是系統(tǒng)的輸出通過某種方式對輸入產生作用，使系統(tǒng)輸出與系統(tǒng)目標的誤差減小,，系統(tǒng)趨于穩(wěn)定,；而正反饋則相反，正反饋使輸出起到與輸入相似的作用,，使系統(tǒng)偏差不斷增大,，使系統(tǒng)振蕩，可以放大控制作用,。在電路中,，正反饋通常用于頻率的產生；負反饋用于提高系統(tǒng)穩(wěn)定度,，拓寬放大器通頻帶,。

    自動增益控制要求系統(tǒng)的增益能夠穩(wěn)定在一定的范圍內，而負反饋能夠滿足該要求,。在自動增益控制系統(tǒng)中,，如果使用壓控增益的放大器，首先需要在使用過程中對該系統(tǒng)設置一個目標點,，即目標信號的輸出幅值,。當信號幅值大小超過目標點就可以減小系統(tǒng)的放大倍數；反之，當輸出信號幅值小于目標信號幅值時則增加系統(tǒng)的放大倍數,。這就是負反饋的思想,，負反饋是系統(tǒng)通過不斷地調節(jié)放大倍數從而使輸出盡可能穩(wěn)定地保持在所設置的目標值周圍。

    圖1為本設計所用系統(tǒng)結構的原理框圖,，信號輸入之后通過可變增益放大器進行放大,，然后通過整流濾波之后得到一個直流信號，將直流信號再反饋到可變增益放大器的增益控制段,，實現負反饋,。

2 電路設計

    電路設計分為精密全波整流、自動增益控制和反饋系統(tǒng)三個部分,，通過這三個部分實現對30 mV～4 V,，100 kHz～500 kHz小信號的調理。

2.1 精密全波整流

    整流即把交流信號變?yōu)閱蜗蛎}動信號,，如果能把微弱的交流信號轉換為單向脈動信號,，則稱為精密整流或精密檢波^[2]。最常見的整流方式就是使用四個二極管組成的橋堆進行全波整流,，如圖2所示,。

    對于橋式整流，由于信號需要將二極管導通,，導通二極管需要以犧牲信號幅值為代價,，同時，二極管的使用會導致更多的噪聲引入,，由二極管的伏安方程可知：

其中I_S是二極管反向飽和電流,，V_T是一個量綱為電壓的與溫度有關的物理量。

    由于二極管的非線性特性,，在信號通過二極管后會有高次諧波的產生，對后級信號處理會存在影響,；此外,，二極管的導通壓降會使信號在幅值小于導通壓降時出現截斷的情況，從而出現新的頻率成分,，對信號處理產生影響^[5-6],。

    因此，選用無二極管的精密整流電路,。電路圖如圖3所示,。

    使用LMC6482進行精密整流，LMC6482是一款雙運放芯片,。圖3所示電路的原理是利用LMC6482單電源供電只能輸出正電平的原理,，使用兩級運放，前一級用作電壓跟隨器，后一級作為運算放大器,。前一級的輸出即為半波整流的結果,，當信號輸入為正電平時，前級輸出與輸入相同,，當信號輸入為負電平時輸出為0,。后一級用作加法器，加法器的表達式如式(2)所示：

其中U_-與前級跟隨器的輸入相同,，U_O為后級輸出信號,，U_P為前級跟隨器信號輸出。整個無二極管精密整流電路的表達式如式(3)所示：

    經過仿真,，無二極管精密整流電路能夠實現電路功能,，且輸出信號不會有損耗。

2.2 自動增益控制

    自動增益控制是整個信號調理電路中最重要的一環(huán),，特別是對于信號變化范圍較大的信號,。幅度較小的信號不太方便采集，所以需要對信號進行放大,，將信號放大到合適的幅值再進行采樣,。而幅值較大的信號則需要將信號衰減到合適的幅值之后再進行采集。對于本設計,，需要采集的信號從30 mV到5 V不等,，而現在的AD采集芯片通常能夠采集的電源為3.3 V。在設計中,，將目標放大電平確定為3 V,。

    增益的改變通常使用可變增益的運放對增益進行調節(jié)，可變增益放大器通常分為電壓控制可變增益運算放大器,、程控可變增益運算放大器以及有具體擋位的運算放大器,。本設計選用AD603作為壓控可變增益運算放大器，這是一款低噪聲線性分貝增益運算放大器,。芯片內部功能可分為兩部分,，第一部分是壓控衰減部分，第二級是固定增益放大部分,。壓控衰減部分先根據控制電壓將信號進行相應衰減再將信號傳至第二級進行放大,。其增益通過芯片的1、2管腳進行控制,，電壓控制電平為-1.2 V至2 V,，其中，在-0.5 V至0.5 V之間具有良好的線性性質,。在90 MHz帶寬下,，外接反饋電阻為0時,，運放可提供增益-11 dB，在反饋電阻為無窮大時,，增益為31 dB,；在9 MHz帶寬下，增益為9 dB～51 dB^[7],。

2.3 反饋系統(tǒng)

    理想情況下AD603的輸出為峰值為3 V的信號,，經過全波整流之后，信號全部變成幅值為正的信號,。

    全波整流后,，使用電容對信號進行濾波，整流得到的信號為一個有紋波的直流信號,，通常情況下,，電容的容值越大，電容充放電速度越慢,，紋波也就越小,。經過濾波后的信號被送至反相比例運算放大電路，如圖5所示,。

    參數設置可根據實際電路進行修改,。反相比例運算放大電路的表達式為：

    U_O與AD603的1腳相連，即增益控制段的同相輸入端,。至此,，硬件電路的設計完成。

3 仿真與調試

3.1 仿真

    在Multisim14中,，對電路運行仿真,，得到結果如圖6所示。圖6為系統(tǒng)輸入電壓與輸出電壓之間的關系,，可以看到,，從30 mV開始，輸出電壓就能達到2.7 V以上,。

    圖7可知,，從輸入電壓1.4 V開始，輸出信號就開始出現失真,，從諧波抑制的角度來看,，1.2 V之后,，諧波抑制大大下降,，如圖7所示，意味著二次諧波的功率上升,，信號出現失真的情況,。所以還需對電路參數進行修改,。

    通過在AD603信號輸入端加上衰減網絡之后以及對反饋電阻和反相比例運算放大器的斜率、截距,、零點等參數的修改,，通過變換電阻值的方法，找到最適合本設計的元件參數,，信號調理能夠使輸出信號既不失真,，又能不會太小，從而方便后級ADC的采集,。

3.2 實物調試

    利用Altium Designer軟件設計電路,，并做得實物。實物圖如圖8所示,。

    最初進行測試時,，如果按照之前仿真的電路參數進行測試，電路將達不到要求,，電路實際參數調節(jié)根據輸出信號與輸入信號的關系來進行判斷,，然后主要調節(jié)反相比例運算放大器的斜率以及截距，使電路達到要求,。

    測試環(huán)境如圖9所示,，使用信號發(fā)生器作為調理的輸入信號，直流電源為電路提供電壓±5 V,，示波器用于觀察輸入輸出信號波形以及AD603的增益控制電壓波形,。

    使用信號發(fā)生器產生一個調幅信號作為電路的輸入，使用三角波作為調制信號,，調制深度100%,，調制頻率10 Hz；正弦波作為載波信號,，載波信號幅值約為8 V峰峰值,，頻率為500 kHz。輸入和輸出波形如圖10所示,，圖中面包狀信號為輸出信號,，對應右邊的縱軸，菱形信號為輸入信號,，對應左邊的縱軸,。從圖中可以看出，輸出信號的包絡與輸入信號并不一致,，放大倍數是非線性的,。相對于輸入信號，輸出信號上升迅速,，當上升到某一個值之后信號幅值變化變得緩慢,，實現了自動增益控制的功能,。此外，從圖中可以看出,，在輸入小信號幅值緩慢上升時,，輸出信號被迅速放大。實際測試結果如圖9所示,。經過測試,，自動增益控制系統(tǒng)的輸出信號峰值從0 V上升到1 V所用的時間僅需要1.12 ms。

    最后對最大幅值處的信號進行測試,，經過測量,，在輸入峰峰值為8 V的信號時，輸出最大峰峰值為5.09 V,，而且沒有出現失真的情況,，如圖11所示。

4 結論

    本文根據負反饋的思想,，設計出一個信號調理電路,，設計完成之后，使用計算機仿真軟件Multism14對電路進行設計仿真,，然后使用Altium Designer繪制出PCB版圖,，經過加工和焊接得到實物。最終經過調試,，電路的實際參數與仿真仍然有一定出入,。對仿真經過實際調試，電路的功能達到預期,，能夠實現信號的自動增益控制,。

    本設計不足的地方在于增益調節(jié)所需時間較長，從開始到輸出穩(wěn)定幅值的信號需要約2 ms,，對于一些應用來說該穩(wěn)定時間較長,。例如，對于彈目交會這樣的場景來說,，交會時間非常短,，通常也就幾毫秒，在這幾毫秒中,，信號將從非常微弱到非常大,，使用本設計的電路可能會因為增益調節(jié)所需時間較長造成最終信號的失真。下一步將考慮使用單片機檢波后使用DAC來控制AD603的放大倍數這樣的話響應時間應該會相對短一點[8],，而且應該能實現更加精確的放大倍數控制,。

參考文獻

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作者信息:

江潤東,，姚金杰，王  閩,，王瑞瑞

(中北大學 中北大學信息探測與處理山西省重點實驗室,，山西 太原030051)