0    引言

    本文分析了移相PWM控制串聯(lián)諧振逆變器的實現(xiàn),。通過改變移相角來調節(jié)傳送給負載的功率,，對功率MOSFET輸出電容的影響，提出了一種控制方案以確保功率器件在各種負載條件下實現(xiàn)ZVS,，保證全橋拓撲結構中MOSFET的柔性切換,，使開關頻率緊密地跟隨諧振頻率，使逆變器工作在功率因數(shù)接近1的準諧振狀態(tài),。

1    移相控制串聯(lián)諧振逆變器工作原理

    全橋架構的串聯(lián)諧振逆變器如圖1所示,。4個開關管S1～S4，分別以50％的占空比開通,，其中S1及S4為基準臂開關,，S2及S3為移相臂開關，每個橋臂上的功率管以180°的相位差開通與關斷,，兩個橋臂開關的驅動信號之間相差一個相位角φ,，控制時序如圖2所示。使輸出的正負交替電壓之間插入一個箝位到零點的電壓值,，這樣只要改變相位角φ就可以相應改變輸出電壓的有效值,，最終達到調節(jié)輸出功率的目的。當采用移相調功方法時,，電路的工作頻率變化較小,，具有良好的負載適應性。特別是當負載阻抗具有較高品質因數(shù)時,，其調功范圍內頻率變化更小[1],。

圖1    串聯(lián)諧振逆變器主電路

    當工作頻率在諧振頻率之上,，即負載呈現(xiàn)感性狀態(tài),，負載電流io落后于準方波電壓vAB，如圖2所示,。要實現(xiàn)功率管的零電壓開通,，必須要有足夠的能量用來抽走將要開通的開關管的輸出電容上的電荷；并給同一橋臂要關斷的開關管的結電容充電,。開關管輸出電容放電結束后二極管續(xù)流,，此時給出驅動信號,，開關管將在零電壓狀態(tài)開通。如果開關頻率緊跟諧振點頻率保持恒定,，由于φ角的增大,，負載電流在S3開通前變成正相，ZVS將不能實現(xiàn),。為了防止失去ZVS狀態(tài),，應確保開關管輸出電容的完全放電，所以控制器需要提高開關頻率,，在S3開通前去獲得更大的負相負載電流,。本系統(tǒng)利用了電路上的寄生元件，使得全橋架構中的4個開關器件都能運行于零電壓切換,，不僅降低了切換損失與開關應力,，也不象硬開關PWM那樣需要采用緩沖吸收電路[2]。

圖2    工作波形

2    移相控制串聯(lián)諧振逆變器的分析

    系統(tǒng)的全橋架構等效電路如圖3所示,。由圖3可知下列關系的存在：

    負載因數(shù)Q=,；

    特征阻抗Zo=；

    諧振頻率ω0=,；

    頻率標么值ωn=（ωs為開關頻率）,。

圖3    等效電路

    準方波電壓vAB，近似正弦波的負載電流io,。當工作在諧振點之上,，可獲得ZVS，槽路電流以一定的相位α落后于槽路電壓,，如圖2所示,。相位滯后可表示為

            α=arg(Zin)=arctan    （1）

式中：Zin為輸入阻抗。

    在槽路電壓為正,，槽路電流為負的時刻,，相差β是決定ZVS實現(xiàn)的基本要素。獲得ZVS的βmin的數(shù)學表達式可以從以下電量分析中得到：槽路電流必須足夠大,，能使儲存在S3的能量qcoss釋放,，且在β范圍內提供給S4能量，應當注意qcoss也是Vin儲存在輸出電容Coss中的能量,。根據(jù)這些電量之間的聯(lián)系,，βmin可由式（2）得到[3]。

            βmin=arccos（2）

式中：Ip為負載峰值電流,。

    所以實現(xiàn)ZVS所需的頻率是一個輸出電容電量與滿載電流之間的函數(shù),；可獲得在失去ZVS狀態(tài)前所允許的最大相移，如式（3）所示,。

    φmax=2(α－βmin)（3）

    圖4給出了針對不同負載值關于頻率標么值ωn的幾條φmax曲線,。

圖4    不同負載下φmax與ωn的關系曲線

    該曲線展示了假如使用理想開關器件Coss=0,，即βmin=0時，對ZVS來講所允許的最大相移,。但對實際應用來講,，βmin大于零，φmax小于理想狀況,。通過計算傳送給等效阻抗的功率可以得到輸出功率的表達式為

    Pout=Req（4）

    標稱輸出頻率表達式為

    Pn=Pout（5）

    式（4）與式（5）聯(lián)立得

    Pn=Qcos2αcos2（6）

    對功率調節(jié)而言,，Q值的大小與所允許的最大相移大小相對應。倘若期望的輸出功率由給定的功率要求所限定,，為保證功率的恒定,，在低Q值下工作時，所需的相移角就可能比φmax大,，這樣將會失去ZVS狀態(tài),。為減小βmin，增大φmax,，應使環(huán)流能量盡量小,，所以，開關頻率應盡可能接近諧振頻率,，在保證ZVS條件下,，可以通過工作在比諧振頻率略高的頻率級別，即通過使負載工作在感性條件下來解決,。

3    控制目標及策略

    本系統(tǒng)的控制目標是,，調節(jié)輸出功率，并在各種負載條件下保持ZVS,。

    對功率調節(jié)來講,，如果對于各種負載條件下，βmin已知,，一種利用開關頻率和移相的調功方法可以用式（1）,、式（2）、式（3）和式（6）迭代后獲得,。因此,，本文提出了一種確保在各種負載條件下實現(xiàn)ZVS的控制策略，包含3種簡化控制實現(xiàn)的選擇,，即固定β相位控制,；固定β時間控制與隨峰值電流補償β時間控制。

    最簡單的實現(xiàn)方法是為適合于最壞的負載狀況,，即調節(jié)β為一個恒定的相位值βfixed,。βfixed是保證ZVS狀況下,，對負載變化范圍中所需要的βmin的最大值,，它可以通過式（2）獲得,。在保證ZVS的最低Q值處將產生βmin的最大值，因為,，此時槽路電流最小,。給定Pn，Q和βfixed,，可通過式（1）,、式（3）和式（6）迭代獲得ωn和φ。所選擇的Pn值應當是對于負載變化范圍中的最大值,，從而減小環(huán)流能量損失,。較大的Pn值意味著開關頻率將緊隨諧振點頻率和較大的Zo。但這將導致大的開通率,，并減小了次級電容峰值電壓,，從而允許低電壓等級的次級電容的應用。

    分析表明,，固定β時間的調節(jié)較之固定β相位調節(jié)只是稍稍改善了逆變器的功率因數(shù),。對于固定相位控制來講，α只是比固定時間控制略大,。隨著負載參數(shù)的增大,，對固定相位控制來講tβ增大，然而對于固定時間控制,，tβ和預期一樣保持恒量,。因此，固定時間控制對于tβ是理想的,，即tβfixed=βfixed/ωn,。把歸一化時間轉化為實際的時間時，tβ需要乘以,。選擇一個較高的Pn是為了得到更高的歸一化頻率,。因為逆變器將進一步地工作在諧振點附近。在這種狀態(tài)下的控制策略將確保ZVS,。

    在此,，我們選擇隨峰值電流補償β時間控制的方式。tβ不再被一個固定的時間值而是由變化的時間策略所控制,。在這種實現(xiàn)方式下,，隨著Q值的增大，槽路峰值電流Ip會隨之增大,。對于更高的峰值電流tβ可能會減小,，這個與負載峰值電流有聯(lián)系的β可由式（2）體現(xiàn)。一個控制系統(tǒng)應能實現(xiàn)隨著負載峰值電流的增大而自動減小tβfixed的初始值?？刂聘鶕?jù)式（7）來實現(xiàn),。

    tβ=tβfixed－KIp（7）

式中：Ip為峰值電流；

      K為最理想增益,。

    圖5表示,，當固定Q值時，采用峰值電流補償控制,，與固定時間或固定相位控制方法相比較,，功率因數(shù)有了進一步的提高（α相對小）,。

圖5    采用不同控制時

4    結語

    本文闡明了一種控制策略,，提出了在各種負載條件下獲得ZVS的實現(xiàn)方法。通過改變移相角進行輸出功率的調節(jié),，改變開關頻率去確保ZVS狀態(tài),。設計者可以依據(jù)負載的不同要求及不同的應用場合采用該控制方法。