峰值電流模式控制簡(jiǎn)稱電流模式控制,。它的概念在60年代后期來(lái)源于具有原邊電流保護(hù)功能的單端自激式反激開(kāi)關(guān)電源" title="開(kāi)關(guān)電源">開(kāi)關(guān)電源。在70年代后期才從學(xué)術(shù)上作深入地建模研究 。直至80年代初期,，第一批電流模式控制PWM" title="PWM">PWM集成電路（UC3842,、UC3846）的出現(xiàn)使得電流模式控制迅速推廣應(yīng)用，主要用于單端及推挽電路,。近年來(lái)，由于大占空比時(shí)所必需的同步不失真斜坡補(bǔ)償技術(shù)實(shí)現(xiàn)上的難度及抗噪聲性能差,，電流模式控制面臨著改善性能后的電壓模式控制的挑戰(zhàn),。如圖1所示，誤差電壓信號(hào) Ue 送至PWM比較器后,，并不是象電壓模式那樣與振蕩電路產(chǎn)生的固定三角波狀電壓斜坡比較,，而是與一個(gè)變化的其峰值代表輸出電感電流峰值的三角狀波形或梯形尖角狀合成波形信號(hào)UΣ比較，然后得到PWM脈沖關(guān)斷時(shí)刻,。因此(峰值)電流模式控制不是用電壓誤差信號(hào)直接控制PWM脈沖寬度,，而是直接控制峰值輸出側(cè)的電感電流大小，然后間接地控制PWM脈沖寬度,。
1. 峰值電流模式控制PWM的優(yōu)點(diǎn):
①暫態(tài)閉環(huán)響應(yīng)較快,，對(duì)輸入電壓的變化和輸出負(fù)載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)均快；峰值電流模式控制PWM是雙閉環(huán)控制系統(tǒng),，電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán),。電流內(nèi)環(huán)是瞬時(shí)快速按照逐個(gè)脈沖工作的。功率級(jí)是由電流內(nèi)環(huán)控制的電流源,，而電壓外環(huán)控制此功率級(jí)電流源,。在該雙環(huán)控制中，電流內(nèi)環(huán)只負(fù)責(zé)輸出電感的動(dòng)態(tài)變化,，因而電壓外環(huán)僅需控制輸出電容,，不必控制LC儲(chǔ)能電路。由于這些,，峰值電流模式控制PWM具有比起電壓模式控制大得多的帶寬,。
②雖然電源的L－C濾波電路為二階電路,，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后,，只有當(dāng)誤差電壓發(fā)生變化時(shí)，才會(huì)導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化,。即誤差電壓決定電感電流上升的程度,，進(jìn)而決定功率開(kāi)關(guān)的占空比。因此,，可看作是一個(gè)電流源,，電感電流與負(fù)載電流之間有了一定的約束關(guān)系，使電感電流不再是獨(dú)立變量，整個(gè)反饋電路變成了一階電路,，由于反饋信號(hào)電路與電壓型相比,，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)得以簡(jiǎn)化,，穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻響,，具有更大的增益帶寬乘積。在小信號(hào)分析時(shí),，這種電路可以忽略電感的存在,。因此，在整流器的輸出端,，增益和相移是由并聯(lián)的輸出電容和負(fù)載電阻確定的,。這樣，電路最多只有900相移和20分貝/十倍頻而非40分貝/十倍頻的增益衰減,。
③輸入電壓的調(diào)整可與電壓模式控制的輸入電壓前饋技術(shù)相妣美,；
④簡(jiǎn)單自動(dòng)的磁通平衡功能；
⑤瞬時(shí)峰值電流限流功能 ,，即內(nèi)在固有的逐個(gè)脈沖限流功能,；
⑥自動(dòng)均流并聯(lián)功能。
2峰值電流型控制存在的問(wèn)題
下面主要討論峰值電流型控制存在的問(wèn)題及利用斜坡補(bǔ)償克服所存在問(wèn)題的方法,，并給出斜坡補(bǔ)償?shù)膶?shí)施方案,。
2.1開(kāi)環(huán)不穩(wěn)定性
在不考慮外環(huán)電壓環(huán)的情況下，當(dāng)恒頻電流型變換器的占空比大于50％時(shí),，就存在內(nèi)環(huán)電流環(huán)工作不穩(wěn)定的問(wèn)題,。然而有些變換器（如雙管正激變換器）它本身工作的脈沖占空比就不能大于50％，因此不存在問(wèn)題,。而有些變換器的脈沖占空比不大于50％時(shí),，它的輸入將會(huì)受到許多限制，如果在內(nèi)環(huán)加一個(gè)斜坡補(bǔ)償信號(hào),，則變換器可以在任何脈沖占空比情況下正常工作,。下面介紹斜坡補(bǔ)償工作原理。
圖2表示了由誤差電壓Ve控制的電流型變換器的波形,，通過(guò)一個(gè)攏動(dòng)電流△I加至電感電流IL,，當(dāng)占空比<0.5時(shí)，從圖2(a)所示可以看出這個(gè)攏動(dòng)ΔI將隨時(shí)間的變化而減??；但當(dāng)占空比>0.5時(shí)，這個(gè)攏動(dòng)將隨時(shí)間增加而增加,，如圖2（b）所示,。這可用數(shù)學(xué)表達(dá)式表示：
ΔI1=－ΔI0(m2/m1)(1)
進(jìn)一步可引入斜率為m的斜坡信號(hào),，如圖2（c）所示。這個(gè)斜坡電壓既可加至電流波形上,，也可以從誤差電壓中減去,。
(a) D<0.5 (b)D>0.5 (c)D>0.5并加斜坡補(bǔ)償
由 幾 何 關(guān) 系 可 知
10mabmabceaci•+•−=+=Δ
mabmabbdbfi•+•−=−=Δ21
式 中 ： m為 補(bǔ) 償 信 號(hào) 上 升 斜 率 ；
m1為 電 感 檢 測(cè) 電 流 上 升 率 ,； m2為 電 感 檢 測(cè) 電 流 下 降 率 ,。 所 以 ， 經(jīng) 過(guò) 一 個(gè) 開(kāi) 關(guān) 周 期 后 ,， 輸 出 電 感 中 電 流 的 變 化 為:ΔI1=ΔI0（m-m2）/(m1-m)
（2） 要 系 統(tǒng) 穩(wěn) 定 ,， 偏 移 電 流 量 必 須 趨 近 于 零 ， 即 
故 系 統(tǒng) 穩(wěn) 定 的 充 要 條 件 是
因 為 在 穩(wěn) 定 條 件 下 ,， D· m1=-(1－ D)m2， 消 去 m1,， 整 理 后 ,， 峰 值 電 流 控 制 系 統(tǒng) 穩(wěn) 定 充 要 條 件 為 
由 式 （ 3） 可 知 ， 當(dāng) 沒(méi) 有 斜 率 補(bǔ) 償 時(shí) ,， 即 m=0,， 必 須 要 求 占 空 比 D < 0.5， 這 就 是 理 論 上 不 加 補(bǔ) 償 時(shí) ,， 占 空 比 D>0.5時(shí) 系 統(tǒng) 將 不 穩(wěn) 定 ,；
在100％占空比下求解這個(gè)方程（3）有：
m>(－1/2)/m2（4）
為了保證電流環(huán)路穩(wěn)定工作，應(yīng)使斜坡補(bǔ)償信號(hào)的斜率大于電流波形下降斜率m2的1/2,。對(duì)圖1所示的Buck型變換器,，m2等于(VO/L)RS。所以補(bǔ)償波形的幅度A應(yīng)按下式計(jì)算：
A>T*RS(VO/L) （5）
從而保證變換器的占空比大于50％時(shí)變換器能穩(wěn)定工作,。在 控 制 工 程 實(shí) 際 中 ,， 補(bǔ) 償 斜 率 m一 般 取 為 m=(0.7～ 0.8)m2， 這 樣 既 保 證 了 系 統(tǒng) 符 合 穩(wěn) 定 條 件 ,， 又 保 證 了 系 統(tǒng) 動(dòng) 態(tài) 指 標(biāo) ,。
2.2次諧波振蕩
對(duì)電流型控制而言,內(nèi)環(huán)電流環(huán)峰值增益是個(gè)很重要的問(wèn)題，這個(gè)峰值增益在開(kāi)環(huán)頻率一半的地方,，由于調(diào)制器的相移可能在電壓反饋環(huán)開(kāi)關(guān)頻率一半的地方產(chǎn)生振蕩,這種不穩(wěn)定性叫做次諧波振蕩
2.3 峰值電流檢測(cè)與平均電流檢測(cè)
在電流型變換器中由平均電感電流產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓,這個(gè)平均電感電流可用一個(gè)電流源來(lái)代替,并可以降低系統(tǒng)的一個(gè)階次,。減小峰值電感電流與平均電流的誤差電流模式控制是一種固定時(shí)鐘開(kāi)啟、峰值電流關(guān)斷的控制方法,。因?yàn)榉逯惦娏?流過(guò)功率開(kāi)關(guān)或電感上)在實(shí)際電路中容易進(jìn)行采樣,，而且在邏輯上與平均電感電流大小變化相一致。但是,，電感電流與輸出平均電流之間存在一定的誤差,，峰值電感電流的大小不能與平均電感電流大小一一對(duì)應(yīng),，因?yàn)樵谡伎毡炔煌那闆r下，相同的峰值電感電流可以對(duì)應(yīng)不同的平均電感電流,，如圖4所示,。
而平均電感電流是唯一決定輸出電壓大小的因素。與消除次諧波振蕩的方法類似,，利用斜波補(bǔ)償可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的影響,，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流，如圖5所示,。 在數(shù)學(xué)上可以證明,，將電感電流下斜坡斜率的至少一半以上斜率加在實(shí)際檢測(cè)電流的上斜坡上，可以去除不同占空比對(duì)平均電感電流大小的擾動(dòng)作用,，使得所控制的峰值電感電流最后收斂于平均電感電流,。因而合成波形信號(hào)UΣ要有斜坡補(bǔ)償信號(hào)與實(shí)際電感電流信號(hào)兩部分合成構(gòu)成。當(dāng)外加補(bǔ)償斜坡信號(hào)的斜率增加到一定程度,，峰值電流模式控制就會(huì)轉(zhuǎn)化為電壓模式控制,。因?yàn)槿魧⑿逼卵a(bǔ)償信號(hào)完全用振蕩電路的三角波代替，就成為電壓模式控制,，只不過(guò)此時(shí)的電流信號(hào)可以認(rèn)為是一種電流前饋信號(hào),，見(jiàn)圖1所示。當(dāng)輸出電流減小,，峰值電流模式控制就從原理上趨向于變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂?。?dāng)處于空載狀態(tài)，輸出電流為零并且斜坡補(bǔ)償信號(hào)幅值比較大的話,，峰值電流模式控制就實(shí)際上變?yōu)殡妷耗Ｊ娇刂屏恕?/p>
2.4 小紋波電流
從性能的角度總希望紋波電流要小,，首先它可以使輸出濾波電容的容量減小，并在輕載時(shí)的電流連續(xù)工作模式下輸出紋波小,。雖然對(duì)電流檢測(cè)電路的小斜坡補(bǔ)償量,，在許多情況下可以得到小的紋波電流，但將由于隨機(jī)和同步噪聲信號(hào)的引入而致使脈沖寬度擺動(dòng),。并且斜坡補(bǔ)償加到電流波形上將會(huì)產(chǎn)生一個(gè)更穩(wěn)定的開(kāi)關(guān)點(diǎn),，為達(dá)到這個(gè)目的，相對(duì)于電感電流這個(gè)補(bǔ)償量m應(yīng)大于m2,，并且這對(duì)次諧波穩(wěn)定是有必要的,。但任何斜坡補(bǔ)償大于m=－(1/2)m2將使變換器的特性偏離理想電流型變換器而更像一個(gè)電壓型變換器。
2.5 電流型控制不大適合于半橋型開(kāi)關(guān)電源,。
這是因?yàn)樵诎霕蚴诫娐分?，通過(guò)橋臂2只電容的放電維持變壓器初級(jí)繞組的伏－秒平衡；當(dāng)電流型控制通過(guò)改變占空比而糾正伏－秒不平衡時(shí),，會(huì)導(dǎo)致這2只電容放電不平衡,，使電容分壓偏離中心點(diǎn),，然而電流型控制在此情況下試圖進(jìn)一步改變占空比，使電容分壓更加偏離中心點(diǎn),，形成惡性循環(huán),。
3 電流型控制的斜波補(bǔ)償實(shí)例
3.1 3842補(bǔ)償實(shí)例
美國(guó)UNITRODE公司生產(chǎn)的電流型PWM控制芯片UC1842/43，具有外電路簡(jiǎn)單,，成本較低等優(yōu)點(diǎn),。關(guān)于它的電性能與典型應(yīng)用這里不再贅述，只簡(jiǎn)單介紹一下進(jìn)行斜波補(bǔ)償?shù)姆椒?。圖6說(shuō)明了UC1842/43的2種斜波補(bǔ)償方法：
第一種如圖6（a）所示,，從斜波端（即腳4振蕩器輸出端）接一個(gè)電阻R1至誤差放大器反相輸入端（腳2），于是誤差放大器輸出呈斜波狀,，再與采樣電流比較,。第二種方法如圖6(b)所示，它從斜波端（腳4）接一電阻R2至電流采樣比較器正端（腳3）,，這時(shí)將在Rs上的感應(yīng)電壓上增加斜波的斜率,，再與平滑的誤差電壓進(jìn)行比較。用這2種方法,，均能有效地改善電源的噪聲特性。
3.2 UC1846的斜坡補(bǔ)償
UC1846是一種采用斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏餍图煽刂菩酒?，它具有恒頻PWM電流型控制所需的控制電路和相關(guān)電路,。圖7（a）和圖7（b）表示采用UC1846實(shí)施斜坡補(bǔ)償?shù)膬煞N電路原理圖。在第4腳的電流檢測(cè)信號(hào)和斜坡補(bǔ)償信號(hào)直接相加很容易實(shí)現(xiàn),，但這又在電流檢測(cè)電路中引入了誤差,。另一種方法就是把這個(gè)斜坡補(bǔ)償加至誤差放大器的反相輸入端,采用這種方法的前提條件是:
圖7 UC1846采用不同斜坡補(bǔ)償方法的電路原理圖
（b）斜坡補(bǔ)償信號(hào)直接和誤差信號(hào)相加
——開(kāi)關(guān)頻率固定(這種情況下R1/R2固定)，并且誤差放大器增益固定,；
——計(jì)算所需斜坡補(bǔ)償量時(shí)要把電壓誤差放大器,電流誤差放大器的增益都考慮進(jìn)去,。在任何一種情況下,一旦R2的值確定后,負(fù)載對(duì)CT的影響也可以確定。