《電子技術應用》
您所在的位置:首頁 > 電源技術 > 設計應用 > 將馬達驅動器連接至PWM源的設計方法
將馬達驅動器連接至PWM源的設計方法
摘要: 如何將PWM邏輯信號源連接至電池供電的馬達驅動器是我們面臨的一道難題,。本文介紹了將馬達驅動器連接至PWM源的設計方法,其中包括相關方程式與組件選擇指南,。該方法所采用的電路包括具有精確度與敏感性分析的示例,。
Abstract:
Key words :

     如何將PWM邏輯信號源連接至電池供電的馬達驅動器" title="馬達驅動器">馬達驅動器是我們面臨的一道難題。本文介紹了將馬達驅動器連接至PWM源的設計方法,,其中包括相關方程式與組件選擇指南,。該方法所采用的電路包括具有精確度與敏感性分析的示例。

  將馬達驅動器連接至PWM源

  LM4570是一種偏心旋轉質量(ERM)與線性諧振激勵(LRA)馬達驅動IC,,適用于移動電話及其它便攜式媒體設備,。本文的設計詳細說明了將LM4570連接至PWM源的設過程。

  雖然LRA馬達是由交流雙極型波形以接近LRA的諧振頻率驅動,,但ERM馬達主要由直流電壓驅動,。由于需要采用直流電,因而可能不會出現交流耦合電容器與驅動器IC的輸入端串聯(lián),。

  設計與驅動器IC連接的PWM接口需要大量數學知識以確保運算正確,。

  設計該電路的第一步是確定所需的增益。PWM源可以提供下列電壓電平:

  式1:

  其中VIN(PEAK)是PWM源可以提供的單端峰值輸出電壓,,VLOGIC是PWM邏輯高電壓,。如果PWM源可達到0%和100%的占空比" title="占空比">占空比,請使用式1,。如果PWM源達不到0%與100%的占空比,,則請使用式1a,因為需要按照該式相應地減小VIN(PEAK):

  式1a:

  其中DC(MAX)與DC(MIN)分別為PWM源的最大與最小占空比,。請選用DC(MAX)或DC(MIN)使得能夠產生最小VIN(PEAK)項,,以確保獲得對稱的擺幅,。

  下一步是決定流經ERM馬達所需的峰值輸出電壓VOUT(PEAK)。為了在所有電池電壓下都實現一致的操作,,可以將此值設置為3V或更低,,也或者將其設置為4.2V以便在電池電量充足的條件下獲得最大超速驅動。必須依照ERM馬達規(guī)格來檢驗峰值輸出電壓,,以確保其幅度與持續(xù)時間不超過ERM馬達制造商規(guī)定的規(guī)格,。我們可以利用VOUT(PEAK)與VIN(PEAK)計算出系統(tǒng)增益:

  方程式2:

  其中,“增益(Gain)”是從單端PWM源到橋接式負載(BTL)放大器輸出端所需的增益,。

  有關圖1中電路所需增益的分析表明BTL輸出端的2X增益需要校正,,電阻可通過下列式子來計算:

  式3:

  最簡易的方法是將RF選為200k,然后計算出RG1與RG2的和,。將RG分為兩個電阻器是為了允許加入一個旁路電容器CF,,以便形成一個一階低通濾波器" title="低通濾波器">低通濾波器。這個低通濾波器可防止來自PWM信號的高頻內容免受放大器及ERM馬達的輻射,。將RG1與RG2選為基本相同的值,,即可利用它們的和,并通過式3計算出所需的增益,。低通濾波器的截止頻率則可通過下列式子來計算:

  式4:

  其中f-3dB是低通濾波器的截止頻率,,通常設置為2kHz至5kHz。

  設計該電路的最后步驟是為REF2正確增加偏壓(請參閱圖1),。必需這樣做的原因是由于PWM源的平均直流電平(二分之一VLOGIC)不同于輸出端的平均直流電平(二分之一VBATTERY的變化值),。選擇圖1中的電阻R1與R2即可完成此操作。請注意,,REF1引腳的戴維南(Thevenin)阻抗約為10k,,因此我們將選定R2約等于200k,以使加載影響可以忽略,。偏壓的計算式如下所示:

  式5:

具有PWM接口的LM4570馬達驅動器

圖1:具有PWM接口的LM4570馬達驅動器

  其中R1是與并聯(lián)的R1A及R1B(形成這兩個電阻器的分壓)等效的阻抗,。同樣,假設PWM輸入端的占空比為50%,,且輸出端與VDD/2平衡,,則可得出IN端的電壓計算式:

  式6:

  顯而易見,式5與式6在形式上實際是相同的,,因此我們可以發(fā)現,,只需使R2等于RF,并使R1A與R1B為RG值的兩倍即可,。使用對稱電路的一個好處是從計算式子中去除了VDD項,,從而使得此電路對電池電壓的變化不再敏感。

  為了測試這些計算式,我們將使用具有下列參數的示例:VLOGIC=1.5V,,VOUT(PEAK)=3.0V

  為獲得上述值,,我們需要“增益”達到4。將RF選為200k并使用式3即可計算出RG等于100k,,或RG1與RG2等于49.9k,。由于這兩個部分是對稱的,將R2選為200k并再次使用式3即可計算出R1等于100k,,或R1A與R1B等于200k,。為了*估該電路的性能,我們對0%至100%的輸入端占空比進行參數掃描,,同時將電池電壓從3.0V逐步增加至3.6V,,直至4.2V。此外,,我們使用蒙地卡羅(Monte Carlo)分析法檢測電阻值以判斷其敏感性(結果如圖2中所示)。

模擬結果

圖2:模擬結果

  如圖2中所示,,VO1與VO2兩個輸出端相互之間互補,。請注意,這兩個信號在50%占空比點或輸入端上的0.75V處永遠相交于零,。即使當電池電壓在其可用范圍內變化時,,也會在二分之一電池電壓處相交。

  圖2中的模擬也是電阻器公差為1%的蒙地卡羅掃描,。如圖中所示,,每條走線略微變寬,這表示僅對性能產生可以忽略的影響,。

  如圖2中所示,,VO1與VO2兩個輸出端相互之間互補。請注意,,這兩個信號在50%占空比點或輸入端上的0.75V處永遠相交于零,。即使當電池電壓在其可用范圍內變化時,也會在二分之一電池電壓處相交,。

  圖2中的模擬也是電阻器公差為1%的蒙地卡羅掃描,。如圖中所示,每條走線略微變寬,,這表示僅對性能產生可以忽略的影響,。

此內容為AET網站原創(chuàng),未經授權禁止轉載,。