射頻接收機(jī)質(zhì)量被認(rèn)為是影響整個(gè)系統(tǒng)成本和性能的主要因素。隨著無線通信移動(dòng)終端朝著小尺寸,、低成本,、低功耗方向發(fā)展，射頻前端系統(tǒng)中的集成濾波器設(shè)計(jì)顯得十分重要,。其中,，基于CMOS工藝的設(shè)計(jì)方案以其成本和功耗的優(yōu)勢，已成為有源濾波器設(shè)計(jì)選擇的主流方向。

跨導(dǎo)運(yùn)算放大器(Operational Transconductance Amplifier)因其工作頻率高,，電路結(jié)構(gòu)簡單,，具有電控能力，便于集成等特點(diǎn)被廣泛用于有源濾波設(shè)計(jì)中,。電壓功耗低的COMS跨導(dǎo)運(yùn)算放大器,，同時(shí)有熱穩(wěn)定性能好，芯片面積小,，便于集成等優(yōu)點(diǎn),。由OTA及電容C構(gòu)成的OTA—C濾波器，僅含電容,，不含電阻以及其他無源元件,，有較低的功耗和較高的應(yīng)用頻率，被普遍應(yīng)用于高頻集成電路領(lǐng)域,。

從總體上看,，國內(nèi)的模擬濾波器研究成果較少且工藝陳舊；從帶寬上來看,，低中頻結(jié)構(gòu)接收器中高帶寬的應(yīng)用比較少,。本文采用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)了一個(gè)應(yīng)用于片上全集成接收機(jī)中頻寬帶低通濾波器。

1 濾波器電路設(shè)計(jì)

梯形結(jié)構(gòu)電路的元件參數(shù)靈敏度低,，實(shí)現(xiàn)時(shí)不用考慮傳輸函數(shù)零極點(diǎn)的配對,，設(shè)計(jì)方便，在寬帶濾波器設(shè)計(jì)中有一定的優(yōu)越性,。跳耦結(jié)構(gòu)電路具有較小的寄生敏感度和較大的動(dòng)態(tài)范圍,。本文低通濾波器設(shè)計(jì)采用信號流程圖方式實(shí)現(xiàn)梯形跳耦結(jié)構(gòu)。

本文考慮到無源LC濾波電路有優(yōu)良的靈敏度特性,，并且LC電路設(shè)計(jì)理論非常成熟,。所以本文采用LC梯形電路法設(shè)計(jì)電路。首先根據(jù)濾波器指標(biāo)參數(shù),，查表得LC梯形濾波器電路和參數(shù),，后對此電路做狀態(tài)變量分析，寫出其電路電壓方程,，依據(jù)狀態(tài)方程得出相應(yīng)的信號流圖,，然后應(yīng)用跨導(dǎo)運(yùn)放和電容實(shí)現(xiàn)型號流圖中的積分器，模擬狀態(tài)變量,?？蓪?shí)現(xiàn)無源LC梯形濾波器到跨導(dǎo)-電容濾波器的模擬變化。查閱濾波器工具書得出,，需要采用七階Butterworth低通濾波器,。本文以-3 dB帶寬為26 MHz時(shí),，50 MHz幅頻曲線以-40 dB予以說明。根據(jù)上述性能要求,，查閱濾波器工具書得出,，需要采用七階Butterworth低通濾波器，原型電路如圖1所示,。

連續(xù)時(shí)間低通濾波器設(shè)計(jì)" height="278" src="http://files.chinaaet.com/images/20110505/f2d3063c-c333-430b-a68f-4488ed62f9da.jpg" width="400" />

由圖2所示電路框圖,，以電感上的電流及接地電容上的電壓為變量列出狀態(tài)方程，經(jīng)過方程變化,，最后得到全電壓量狀態(tài)方程：

類似式(1),、式(2)可以得V3～V7的狀態(tài)方程。圖3電路為最終實(shí)現(xiàn)電路,。模擬電阻Ⅲ采用跨導(dǎo)Gm,，實(shí)現(xiàn)負(fù)反饋運(yùn)放等效代替，電路僅由跨導(dǎo)運(yùn)放和電容元件來實(shí)現(xiàn)七階Butterworth濾波器,，其中OTA跨導(dǎo)值的大小可以通過其偏置電流得到精確調(diào)節(jié),。

2 跨導(dǎo)單元設(shè)計(jì)

線性度和帶寬是跨導(dǎo)運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)考慮的兩個(gè)主要方面。帶寬的大小和跨導(dǎo)值成正比,，但增大跨導(dǎo)值會(huì)使芯片功耗變大,，對于相同的傳輸函數(shù)，增大跨導(dǎo)值時(shí),，電容值也需要相應(yīng)的增大,，從而增大了芯片面積。同時(shí)跨導(dǎo)值減小時(shí),，電容值也要減小,，這對版圖匹配造成影響。

本文采用經(jīng)典的交叉耦合差動(dòng)式COMS跨導(dǎo)器,，其I/V傳輸特性有理想的線性關(guān)系,。圖4中，M1和M2偏置電流為I,；M3和M4偏置電流為nI,。電路設(shè)計(jì)中，M1～M4有相同的溝道長度L,，M3，M4的溝道寬度W=nL,。設(shè)Y1=i1/I,，Y2=i2/I，X=Vid/Vb,，則輸出電流Io=i1+i2的歸一化表達(dá)式為：

可以看出,，n值增大時(shí),，β值減小，式(4)中根號內(nèi)的βX2項(xiàng)減小,，跨導(dǎo)器線性度得到改善,。n值越大，信號電流分量在M3,，M4中所占比例越小,，傳輸特性越接近理想狀態(tài)。

如圖5所示,，OTA為跨導(dǎo)運(yùn)算放大器,，其跨導(dǎo)值可通過偏置電流(圖6所示電路)來調(diào)節(jié)。一般采用可變電阻完成,，但傳統(tǒng)R-2R可變電阻結(jié)構(gòu)需要大量的控制開關(guān),，增加了電路面積，并產(chǎn)生開關(guān)操作的功耗,。本文采用一種新型微功耗硬件可編程變阻電路,，如圖7所示，電路基于三態(tài)門概念,，端口除高,、低電平，用懸空狀態(tài)產(chǎn)生第三種狀態(tài),，實(shí)現(xiàn)了27級變阻電路,，總電阻表示為：

式中：表示第m個(gè)三態(tài)輸入產(chǎn)生的第n個(gè)進(jìn)制狀態(tài)碼；Rm為第m個(gè)三態(tài)輸入驅(qū)動(dòng)的權(quán)電阻(m=1,，2,，3；n=1,，2),。

可編程電阻(RDAC)的輸出偏置電流：

又知跨導(dǎo)：

可見，在電源電壓確定的情況下,，OTA的跨導(dǎo)值與輸入數(shù)據(jù)Rx成平方根倒數(shù)關(guān)系,，跨導(dǎo)值隨著輸入數(shù)據(jù)的增大而減小。通過改寫輸入數(shù)據(jù)RDAC的值,，即可實(shí)現(xiàn)26種(全零狀態(tài)禁用)變化電阻,，達(dá)到改變偏置電流，產(chǎn)生跨導(dǎo)值的變化,，最終實(shí)現(xiàn)濾波器帶寬的調(diào)節(jié),。

4 仿真結(jié)果

上述電路，采用1．8 V電源,，TSMC 0．18μmCMOS工藝庫仿真,。圖8為該濾波器-3 dB帶寬26 MHz時(shí)仿真結(jié)果,，該濾波器50 MHz帶阻抑制為-40．49 dB，帶內(nèi)波紋小于0．5 dB,，功耗約為21 mW,，滿足設(shè)計(jì)要求。圖9為濾波器帶寬調(diào)節(jié)為14 MHz的頻響曲線,。

5 結(jié)語

設(shè)計(jì)中,，采用跨導(dǎo)運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)了一種可變帶寬低通濾波器，最高帶寬為26 MHz,，阻帶抑制率大于35 dB,，帶內(nèi)波紋小于0．5 dB，在低中頻結(jié)構(gòu)接收器中,，該頻率相對較高,。同時(shí)濾波器帶寬可由外部可編程電路調(diào)節(jié)變化，與普通模擬濾波器電路相比,，本文設(shè)計(jì)電路具有電路簡單,，易于高集成，便于后期維護(hù)等優(yōu)點(diǎn),，是OTA電路設(shè)計(jì)的未來發(fā)展趨勢,，有著廣泛的應(yīng)用前景。