1 引言
高頻開關(guān)技術(shù)的發(fā)展,，使工頻變壓器從許多領(lǐng)域中退了出來,，但是在需要隔離的不間斷電源,、數(shù)碼線性功率放大器、要求輸出低頻正弦波的DC/AC變換器等許多領(lǐng)域中,，為了隔離或變換電壓的需要,，不得不保留了低頻變壓器,。為了克服低頻變壓器笨重,、體積大等缺點(diǎn)，隨著高頻開關(guān)技術(shù)的不斷成熟,，使去掉低頻變壓器成為可能,。圖1所示為一種比較典型的電路結(jié)構(gòu)[1][2]。
圖1典型高頻逆變電路結(jié)構(gòu)
由圖1可知,，該電路結(jié)構(gòu)中兩次使用了逆變器,，一次是為了獲得高頻，以便利用高頻變壓器進(jìn)行變壓和隔離,，第二次是為了獲得工頻正弦交流電壓,。由于多用了一級功率逆變器，因此增加了功率損耗,。本文提出了一種新型的用高頻變壓器傳遞低頻功率的方法,，可以直接利用高頻變壓器同時完成變壓、隔離,、傳遞功率的任務(wù),，不需要增加一級功率逆變器。從而簡化了結(jié)構(gòu),，減小了體積和重量,，提高了效率，為實(shí)現(xiàn)電力電子設(shè)備的高頻,、高效,、高功率密度創(chuàng)造了條件。該電路結(jié)構(gòu)如圖2所示,。
圖2 帶逐個脈沖磁復(fù)位的逆變器電路結(jié)構(gòu)
2 電路工作原理
2.1 系統(tǒng)組成
如圖3所示,，該系統(tǒng)由雙組合式單端反激變換器、雙向高頻整流器,、高頻濾波和控制部分組成,。雙組合式單端反激變換器實(shí)質(zhì)上是共用一個變壓器磁芯和副邊的兩個單端反激變換器，在控制信號vc的正負(fù)半周分別受vg1,、vg2的控制進(jìn)行斬波運(yùn)行,，完成變壓、隔離,、傳遞功率的任務(wù),。雙向高頻整流器用兩個場效應(yīng)管代替一般的反激變換器中副邊的二極管,。兩個場效應(yīng)管分別受vg3、vg4的控制在低頻信號的正負(fù)半周分時導(dǎo)通,，并相互與對方體內(nèi)的寄生二極管構(gòu)成通路實(shí)現(xiàn)雙向高頻整流,。雙向高頻整流后得到一列雙向脈沖，該列脈沖的包絡(luò)線與控制信號vc波形相似,，頻率相同,，幅度不同，經(jīng)高頻濾波后,，得到與vc同頻率的輸出電壓,。控制部分產(chǎn)生與低頻控制信號vc同頻率的,，相位互差（Tc為vc波形的周期）的雙列單極性SPWM高頻脈沖vg1,、vg2和雙列低頻開關(guān)脈沖vg3、vg4,，分別控制雙組合式單端反激變換器和雙向高頻整流器,，并通過輸出電壓實(shí)時反饋方式，改變SPWM高頻脈沖列的調(diào)幅深度ma來實(shí)現(xiàn)變換器對輸出電壓的調(diào)節(jié),。
圖3 系統(tǒng)組成框圖
2.2 控制部分工作原理
控制原理框圖及各點(diǎn)電壓波形如圖4所示,。vc為待傳遞放大的低頻調(diào)制信號（如50Hz正弦波信號），vt為單極性等腰三角形高頻載波信號（如20kHz高頻三角波）,。為實(shí)現(xiàn)vg1～vg4各點(diǎn)波形,，采用以下控制策略。
圖4 控制原理框圖及各點(diǎn)電壓波形圖
1）把低頻調(diào)制信號vc與高頻載波三角波信號vt相比較,，得到與vc同頻率的單極性SPWM信號vg1,；
2）把低頻調(diào)制信號vc經(jīng)過零比較器比較，得到與vc同頻率的低頻開關(guān)脈沖信號vg3,；
3）把低頻信號vc反相得到與vc同頻率的調(diào)制信號－vc,，再用－vc與載波信號vt相比較，得到與vg1同頻率的相位差的單極性SPWM信號vg2,；
4）把調(diào)制信號－vc經(jīng)過零比較器比較,，得到與vg3同頻率的相位差的低頻開關(guān)脈沖信號vg4。
2.3 主電路拓?fù)?/strong>
圖5所示為傳統(tǒng)的帶復(fù)位繞組的單端反激變換器,，復(fù)位繞組N2的匝數(shù)等于繞組N1的匝數(shù),。當(dāng)開關(guān)管V導(dǎo)通時，D3反向阻斷,，變壓器儲能,。在V關(guān)斷時，D3導(dǎo)通,，變壓器的儲能向負(fù)載Zl及濾波電容Cf輸出,；D2導(dǎo)通,，N2作為復(fù)位繞組將變換器的漏感儲能回饋到電源U中，并箝位V上的Uds為2U,。
圖5 帶復(fù)位繞組的單端反激變換器
圖6所示為新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),。N1、V1,、N3組成一單端反激變換器,，它與由N2、V2,、N3組成的另一單端反激變換器構(gòu)成雙組合式單端反激變換器,，并在控制信號周期的正負(fù)半周受vg1,、vg2高頻SPWM脈沖的控制分別斬波導(dǎo)通,。V3、V4組成雙向高頻整流器,，在控制信號周期的正負(fù)半周分時導(dǎo)通,，并相互與對方體內(nèi)寄生的并聯(lián)二極管構(gòu)成整流電路。
圖6 新型DC/AC功率傳輸電路拓?fù)?/p>
電路處于低頻AC正半周時（vg1～vg4信號波形參見圖4）,，vg2=0,，V2處于關(guān)斷狀態(tài)，vg3為高電平,，V3處于導(dǎo)通狀態(tài),。在高頻脈沖周期內(nèi)，當(dāng)vg1高電平加到V1門極上時,，其等效電路如圖7(a)所示,。變壓器原邊，V1隨門極施加的高電平導(dǎo)通,，電源U,、繞組N1和功率開關(guān)管V1形成回路。而在變換器副邊,，繞組N3的極性為上負(fù)下正,。V3隨vg3為高電平而開通。V4隨vg4=0而關(guān)斷,，其體內(nèi)寄生二極管反向關(guān)斷,。副邊沒有形成電流回路，無電流流過,。變壓器處于能量儲存階段,。因此，電流i1=t線性增加,，直至I1p=ton,，變壓器磁芯儲能也增至（其中L1為繞組N1的電感量）,。
圖7 等效電路圖
當(dāng)V1隨vg1=0而關(guān)斷時，其等效電路如圖7(b)所示,。變壓器原邊,，由于V1關(guān)斷，漏感儲能引起較大反壓加在V1兩端,，由于N1的匝數(shù)等于N2的匝數(shù),，當(dāng)UN2=U時，V2的體內(nèi)寄生二極管D2導(dǎo)通,箝位V1上的Uds為2U,。N2此時作為復(fù)位繞組與D2構(gòu)成通路,，將變壓器中的漏感儲能回饋到電源U中；變壓器副邊,，繞組N3此時的電壓極性為上正下負(fù),，N3、V3,、Cf,、Zl和V4的體內(nèi)寄生二極管D4形成回路。此時由D4承擔(dān)高頻整流任務(wù),，得到一高頻直流脈沖,，經(jīng)Cf濾波后，向負(fù)載Zl輸出低頻電功率,，完成該單個脈沖內(nèi)變換器的能量傳遞,。
由SPWM調(diào)制原理可知，當(dāng)頻率調(diào)制比mf=足夠大時,，可忽略系統(tǒng)相移,，在高頻濾波電容Cf上，得到輸出電壓vo=Vosinω1t與vc同頻同相,。
2.4 磁復(fù)位技術(shù)的要求
在高頻變壓器原邊,，當(dāng)V1或V2接收SPWM脈沖列導(dǎo)通時，由于調(diào)制的頻率很低,，遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于高頻載波的頻率,，在低頻調(diào)制信號的正半周或負(fù)半周內(nèi)，施加在變壓器繞組上的是同一方向的電壓,，變壓器磁芯中的磁通將級進(jìn)地逐漸增加,，最終導(dǎo)致磁芯飽和，造成偏磁或單向磁化,，導(dǎo)致很大的磁化電流而使電路無法正常工作,。本文提出逐個脈沖磁復(fù)位技術(shù)，就是在每個高頻脈沖之后及時采取措施,，使每一個高頻脈沖引起的磁通增加都回復(fù)到零,，從而避免磁芯飽和,。三角形法生成單極性SPWM波如圖8所示（以控制信號為低頻AC為例）。圖中控制信號電壓（調(diào)制波）vc=Vsinsinω1t（式中：ω1=2πf1,，f1為逆變器輸出電壓要求的基波頻率,，也為調(diào)制頻率；Vsin為控制信號電壓的峰值）,，vt為等腰三角形載波電壓,，Vtri為載波電壓的峰值，載波頻率為fs,，周期為=Ts,。則幅度調(diào)制比ma=，頻率調(diào)制比mf=,。
當(dāng)fsf1,、mf為偶數(shù)，且vc與vt起始相位相等時,，vt,、vc的波形有如圖8所示的關(guān)系，以下就這種情況進(jìn)行討論,。
圖8 三角形法生成SPWM波
從時間tn－1到tn是vt的第n個載波周期
tn－1=(n－1)Ts
tn=nTs其頂點(diǎn)=(n－)Ts
故有等腰三角波vt的兩段直線方程：當(dāng)(n－1)Ts
vt1=2Vtrifs[t－(n－1)Ts]當(dāng)(n－)Ts
vt2=－2Vtrifs(t－nTs)
設(shè)vt1,、vt2與vc的交點(diǎn)分別在t=t1和t=t2，則
Vsinsinω1t1=2Vtrifs[t1－(n－1)Ts]（1）
Vsinsinω1t2=－2Vtrifs[t2－nTs]（2）
由式（1）,、式（2）可以得到Doff=1－masin（3）Don=masin（4）
式中：Doff=為斷開占空比,，toff=t2－t1為斷開時間；Don=為接通占空比,。
式（4）表明,，在幅度調(diào)制比ma保持恒定時，SPWM高頻脈沖的占空比Don以基波頻率（調(diào)制頻率）且無相位差地按正弦規(guī)律變化,。欲使磁芯復(fù)位,，由變壓器磁芯的伏秒平衡規(guī)律要求有（忽略管壓降）[3]
VccDonvoDoff(5)
式中：Vcc為加在變壓器原邊繞組上的輸入直流電壓；
vo為變壓器副邊輸出電壓,。
以式（3）,、式（4）及vo=Vosinω1t代入式（5）得
ma(6)由式（4）知，當(dāng)sin=1時,，該脈沖具有此SPWM脈沖列中最大的占空比Don,，若此時Doff滿足磁復(fù)位要求，則該列SPWM脈沖均滿足逐個脈沖磁復(fù)位要求,。因此,，由式(6)知當(dāng)ma=(7)時變壓器磁芯就可實(shí)現(xiàn)逐個脈沖磁復(fù)位,。
3 試驗(yàn)及仿真結(jié)果
為驗(yàn)證本電路原理，作了以下仿真和試驗(yàn)：輸入直流電壓36V,；輸出交流電壓為24V,；變壓器變比為1:1；低頻信號為50Hz正弦波,；載波信號15kHz三角波,；幅度調(diào)制比ma=0.5；功率開關(guān)管采用IRF460,；開關(guān)頻率15kHz,；輸出端高頻濾波電容Cf=5μF；負(fù)載Zl=200Ω,。
圖9,、圖10為PSPICE仿真結(jié)果。
此時電路最大占空比為0.5,，當(dāng)V1關(guān)斷,，V2體內(nèi)的二極管D2開通，與N2形成通路,，有電流Id(V2),，完成漏感儲能的回饋，并鉗位Vds(V1)至2U,。在低頻正半周單個高電平脈沖加在開關(guān)管V1上時,，其電流Id(V1)從零電流開始上升，且波形平滑,，說明變壓器磁芯磁通已回復(fù)到零,，且激磁電流未達(dá)到飽和電流。
圖9 V1,、V2功率管上電壓波形
圖10 V1,、V2功率管上電流波形
按照與仿真相同的參數(shù)作實(shí)驗(yàn)有圖11所示輸出電壓波形。
圖11 實(shí)驗(yàn)輸出電壓波形
4 結(jié)語
提出了一種新穎的DC/AC功率傳輸電路拓?fù)?，介紹了它的工作原理,，并對高頻變壓器實(shí)現(xiàn)逐個脈沖磁復(fù)位的要求進(jìn)行了數(shù)學(xué)證明。試驗(yàn)和仿真結(jié)果證明這種電路拓?fù)淠茌^好地完成對低頻功率的傳遞,、放大,，具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小,、重量輕等優(yōu)點(diǎn),，可廣泛應(yīng)用于UPS、航空電源、正弦波逆變器,、數(shù)碼線性功率放大器等工程技術(shù)領(lǐng)域,。
