在單片機(jī)測(cè)量和控制系統(tǒng)中,，對(duì)外界數(shù)據(jù)及信號(hào)的讀取基本上都是通過A/D方式實(shí)現(xiàn)的,。它主要有以下幾個(gè)優(yōu)點(diǎn)：
　　(1)根據(jù)需要,，可很容易地買到轉(zhuǎn)換精度適用的A/D轉(zhuǎn)換器。
　　(2)A/D轉(zhuǎn)換器與CPU的連接可按手冊(cè)或資料提供的標(biāo)準(zhǔn)進(jìn)行,。
　　(3)CPU對(duì)經(jīng)過A/D轉(zhuǎn)換提供的數(shù)據(jù)可直接識(shí)別,。
　　(4)A/D轉(zhuǎn)換器對(duì)數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換速度快，一般為幾微秒～幾十微秒,。
　　正是由于以上這些因素,，使人們?cè)谶x擇單片機(jī)測(cè)控系統(tǒng)對(duì)信號(hào)的采集方式時(shí)，首先想到的就是使用A/D轉(zhuǎn)換器,，這已經(jīng)成為人們?cè)趩纹瑱C(jī)測(cè)控系統(tǒng)設(shè)計(jì)時(shí)的一個(gè)習(xí)慣,。就大多數(shù)情況而言，這一選擇無疑是正確和明智的,，因?yàn)檫@是一個(gè)十分可靠,、成熟和簡(jiǎn)捷的方案。
　　然而,，在我們?yōu)殡妱?dòng)汽車設(shè)計(jì)單片機(jī)測(cè)控系統(tǒng)時(shí)所面臨卻是另外一種情況,，單片機(jī)系統(tǒng)的工作環(huán)境十分惡劣，特別是電動(dòng)汽車在行駛過程中,，外界的機(jī)械振動(dòng),，車內(nèi)的電器設(shè)備(如斬波器、電動(dòng)機(jī),，其峰值電流可達(dá)600A)所產(chǎn)生的干擾,，室外環(huán)境的溫差(－20～+65°C)，都會(huì)影響單片機(jī)系統(tǒng)的正常工作,。這就要求我們?cè)谠O(shè)計(jì)單片機(jī)系統(tǒng)時(shí)必須考慮到各種影響其正常工作的因素,，并采取相應(yīng)的有效措施，這樣才可使設(shè)計(jì)出來的系統(tǒng)適應(yīng)環(huán)境并正常工作,。
1 電動(dòng)汽車的工作環(huán)境和信號(hào)特點(diǎn)
　　電動(dòng)汽車為單片機(jī)系統(tǒng)提供的工作條件是非?？量痰摹Ｓ捎陔妱?dòng)汽車自身的空間限制,，使部分電器(如：電池,、斬波器等)的位置比較分散，從而使得單片機(jī)測(cè)控系統(tǒng)對(duì)部分信號(hào)的采集要通過長(zhǎng)線傳輸,。由于電動(dòng)車的驅(qū)動(dòng)電機(jī)是通過斬波器或逆變器驅(qū)動(dòng)的,，斬波器和逆變器的工作方式使電動(dòng)汽車動(dòng)力電路中產(chǎn)生強(qiáng)大的脈沖電流,。
　　實(shí)際應(yīng)用中，干擾進(jìn)入系統(tǒng)的渠道主要有三條：
　　(1)空間干擾(場(chǎng)干擾)：干擾以電磁波輻射方式進(jìn)入系統(tǒng),；
　　(2)供電系統(tǒng)干擾：干擾通過電源通道進(jìn)入系統(tǒng),；
　　(3)過程通道干擾：干擾通過與主機(jī)相聯(lián)的前向通道、后向通道及與其它主機(jī)的相互通道進(jìn)入系統(tǒng),。
　　一般情況下,，干擾都是以脈沖的形式進(jìn)入系統(tǒng)的，而斬波器和逆變器的工作正好在空間,、被測(cè)信號(hào)中及電源部分造成了非常強(qiáng)大的脈沖干擾,。這些干擾通過長(zhǎng)距離的信號(hào)線、系統(tǒng)的前后通道,、電源而進(jìn)入單片機(jī),，使整個(gè)系統(tǒng)無法正常工作。這些干擾是以高頻脈沖的方式存在于系統(tǒng)中,，雖然有較高的電壓幅值,，但不能提供較大的電流。因此我們利用干擾信號(hào)的這一特點(diǎn)對(duì)它進(jìn)行抑制和去除,。這里主要介紹如何消除這些干擾對(duì)被測(cè)信號(hào)的影響,。
　　前面已經(jīng)介紹過，一般情況下單片機(jī)系統(tǒng)的信號(hào)采集是通過A/D方式實(shí)現(xiàn)的,，這對(duì)于具有較高輸出阻抗的電壓信號(hào)來說是非常合適的,。而對(duì)于電動(dòng)車上的被測(cè)信號(hào)則完全是另外一種情況。如電動(dòng)車動(dòng)力電池的電壓就是一個(gè)輸出阻抗很低(約0.005 Ω～0.02Ω),、變化非常緩慢的信號(hào),。這主要由鉛酸蓄電池的放電特性決定，如圖1所示,。

　　然而這樣一個(gè)平穩(wěn)的電壓信號(hào)通過長(zhǎng)線傳輸,、再經(jīng)A/D變換后卻變成一個(gè)變化無常、噪聲很強(qiáng)的信號(hào),，如圖2所示,。

　　電池電壓、電流的檢測(cè)對(duì)于電動(dòng)汽車是至關(guān)重要的,，通過這些數(shù)據(jù)可以了解到電動(dòng)汽車電池目前所處的狀態(tài),。面對(duì)這樣一個(gè)信號(hào)，我們首先采用了傳統(tǒng)的硬件濾波電路和軟件數(shù)字濾波相結(jié)合的方法對(duì)信號(hào)進(jìn)行處理,，經(jīng)處理后的信號(hào)波形如圖3所示,。

　　從信號(hào)的波形上看，經(jīng)處理后的信號(hào)與原始信號(hào)相比已有了很大的改進(jìn)，但在實(shí)際應(yīng)用中我們發(fā)現(xiàn),，即使是處理過的信號(hào)也離我們的要求相差很遠(yuǎn),，因?yàn)樗荒芴峁┳銐虻木?。在電?dòng)汽車行駛過程中,，電池電壓信號(hào)±1%的誤差會(huì)造成對(duì)電池電量±10%的錯(cuò)誤判斷。這就迫使我們尋找一個(gè)既有很強(qiáng)的抗干擾能力,，又便于長(zhǎng)距離傳輸,，同時(shí)還能提供足夠精度的信號(hào)傳輸和采集方式。通過對(duì)電動(dòng)車動(dòng)力電池電壓信號(hào)的分析,，找出如下特點(diǎn)：
　　(1)該信號(hào)具有很大的慣性,，變化緩慢。即使發(fā)生突變,，其過渡過程也要幾秒鐘,。
　　(2)該信號(hào)源具有較低的內(nèi)阻，在輸出適當(dāng)電流的情況下不會(huì)對(duì)信號(hào)產(chǎn)生影響,。
　　由以上兩個(gè)特點(diǎn),，可得出如下結(jié)論：電池的電壓信號(hào)不需要很快的檢測(cè)速度，而且信號(hào)源可提供一定的輸出電流,。根據(jù)這一結(jié)論,，我們選擇了V/F變換器來替代原有的A/D轉(zhuǎn)換器。這樣做有如下四個(gè)優(yōu)點(diǎn),。
　　(1)占用計(jì)算機(jī)資源少,。對(duì)于一種模擬信號(hào)僅占用一個(gè)輸入通道。
　　(2)抗干擾性能好,。V/F轉(zhuǎn)換過程是對(duì)輸入信號(hào)的不斷積分,，它需要被測(cè)信號(hào)提供適當(dāng)?shù)尿?qū)動(dòng)電流，因干擾信號(hào)不能提供電流而被濾掉,。另外,，V/F變換與計(jì)算機(jī)接口很容易采用光耦隔離。
　　(3)便于遠(yuǎn)距離傳輸,。
　　(4)信號(hào)頻率可靈活選擇,。
2 V/F變換電路的硬件設(shè)計(jì)
2.1 V/F變換器的結(jié)構(gòu)及工作原理
　　V/F轉(zhuǎn)換輸入通道基本結(jié)構(gòu)如圖4所示。

　　V/F轉(zhuǎn)換器有許多種,，如AD公司的ADVFC32,，AD650；美國(guó)國(guó)家半導(dǎo)體公司的LMx31系列,；BB公司的VFC32,，VFC62等。每一種都有它們自已特點(diǎn)。從性能價(jià)格比和實(shí)際需要上考慮,，我們選用了LMx31系列的LM231型V/F轉(zhuǎn)換器,。
2.2 V/F變換器的設(shè)計(jì)與計(jì)算
　　LMx31的簡(jiǎn)化功能框圖，如圖5所示,。

　　由圖5可以看出,，只要在芯片外圍接上適當(dāng)電阻、電容就可構(gòu)基本應(yīng)用電路,。輸入比較器將輸入電平V_in和V_x相比較,，當(dāng)V_in＞V_x時(shí)，啟動(dòng)單穩(wěn)脈沖定時(shí)器,，并導(dǎo)通頻率輸出晶體管和開關(guān)電流源,，定時(shí)器的定時(shí)周期T＝1.1R_t·C_t，在這個(gè)周期中,，電流i向電容C_t充電,，使V_x上升，當(dāng)V_x＞V_in時(shí),，電流i關(guān)斷,，定時(shí)器自行復(fù)位，同時(shí)C_L通過R_L放電,，直到V_x＜V_in為止,。然后比較器再次啟動(dòng)定時(shí)器，開始下一個(gè)循環(huán),。由于注入C_L的平均電流嚴(yán)格等于I_AVE＝i·t·f_out,，流出C_L的平均電流嚴(yán)格等于V_x/R_L≈V_in/R_L。這種V/F轉(zhuǎn)換器能在較寬的頻率范圍內(nèi)保證其輸出頻率嚴(yán)格正比于輸入電壓,。
　　由式I_AVE＝i·t·f_out＝V_x/R_L≈V_in/R_L
　　
　　實(shí)際系統(tǒng)中的V/F變換器電路如圖6所示,。為了消除干擾，在輸入端7端上加進(jìn)一個(gè)RC低通濾波器,，電容C₁＝1μF,，電阻R₁＝100kΩ。濾波器截止頻率f₀為：

　　設(shè)計(jì)中使1V電壓對(duì)應(yīng)的輸出頻率為1000Hz,，V/F轉(zhuǎn)換增益K計(jì)算如下：
　　
　　由上式得：R_s＝2.09R_t·C_t·R_L·1000＝2.09·100·10³·0.01·10^－6·6.8·10⁶＝14.212(kΩ)
　　為了保正V/F電路的溫度穩(wěn)定性,，電路中的電阻、電容應(yīng)選用溫度穩(wěn)定性高的器件,。
3 V/F變換方式對(duì)信號(hào)精度的影響
　　V/F變換雖然解決了信號(hào)在長(zhǎng)線傳輸過程中的抗干擾問題,，但卻改變了CPU對(duì)被測(cè)信號(hào)的讀取方式，由原來的對(duì)A/D輸出信號(hào)的直接讀取變?yōu)閷?duì)V/F變換器輸出脈沖頻率信號(hào)的讀取,。對(duì)頻率信號(hào)的測(cè)量大致有兩種方法：一種是平均周期檢測(cè)法,；另一種是齒周期檢測(cè)法。下面就分析一下不同檢測(cè)方法對(duì)信號(hào)精度的影響。

3.1 平均周期檢測(cè)法
平均周期檢測(cè)法的原理如圖7所示,。定時(shí)器計(jì)數(shù)值N_C預(yù)先設(shè)定,，時(shí)鐘頻率CLK已知為f₀，周期為T₀,，則T₀×N_C為定時(shí)時(shí)間,。定時(shí)器控制計(jì)數(shù)器，定時(shí)器為0時(shí),，計(jì)數(shù)器開始計(jì)數(shù),；定時(shí)時(shí)間到，計(jì)數(shù)器停止計(jì)數(shù),，計(jì)數(shù)時(shí)間為T₀×N_C。如果計(jì)算值為N_t,，則輸入信號(hào)的待測(cè)頻率為：
　　f＝N_t/(T₀·N_C)
　　絕對(duì)誤差Δf＝ΔN_t/(T₀·N_C)
　　∵ΔN＝±1
　　∴Δf＝1/(T₀·N_C)
　　相對(duì)誤差 Δf/f＝1/N_t
　　由相對(duì)誤差表達(dá)式可以看出,，計(jì)數(shù)值N_t越大，測(cè)量精度越高,，所以平均周期法適于高頻信號(hào)的測(cè)量,。

3.2 齒周期檢測(cè)法
　　齒周期檢測(cè)法原理如圖8所示。外部待測(cè)頻率為輸入定時(shí)器,，定時(shí)器的計(jì)數(shù)值N_t給定,；時(shí)鐘脈沖CLK輸入計(jì)數(shù)器，時(shí)鐘脈沖頻率為f₀,，周期為T₀,。用定時(shí)器控制計(jì)數(shù)器的啟停。由于待測(cè)脈沖頻率f未知,，定時(shí)時(shí)間T×N_t是隨待測(cè)脈沖頻率變化的變量,，式中T為待測(cè)脈沖的周期。如果在定時(shí)時(shí)間T×N_t內(nèi),，計(jì)數(shù)器的計(jì)數(shù)值為N_C,，
　　則：T·N_t＝T₀·N_C
　　　　f＝N_t/(T₀·N_C)
　　相對(duì)誤差Δf/f＝1/N_t
　　由相對(duì)誤差表達(dá)式可以看出，計(jì)數(shù)值N_C越大,，測(cè)量精度越高,。而N_C越大對(duì)應(yīng)的待測(cè)脈沖的頻率越低，故齒周期法適于低頻信號(hào)的檢測(cè),。
3.3 檢測(cè)方法的確定及誤差分析
　　系統(tǒng)設(shè)計(jì)中使用了LM231型V/F變換器,，其輸出頻率在0～100kHz之間。根據(jù)實(shí)際需要及精度要求,，將輸出頻率限制在0～10kHz之間,，通常頻率變化范圍為：4～9kHz。
　　如果用第一種方法——平均周期法測(cè)量頻率，相對(duì)誤差Δf/f＝1/N_t,，如果要求相對(duì)誤差≤0.1%,，則N_t≥1000，定為轉(zhuǎn)換精度精確到10位(2¹⁰＝1024),，即N_t≥1024,。由于這種方法適于高頻信號(hào)測(cè)量，對(duì)于低頻信號(hào)的測(cè)量誤差較大,，因此只需考查測(cè)量低頻信號(hào)時(shí)的情況,。
　　當(dāng)f＝4kHz時(shí)，為了保證N_t≥1024,，需采樣定時(shí)時(shí)間為N_t/f＝1024/4000＝256ms,。
　　如果用第二種方法——齒周期法測(cè)量頻率，相對(duì)誤差Δf/f＝1/N_C,，同樣要求相對(duì)誤差≤0.1%,，則N_C≥1000，仍定為N_C≥1024,。由于這種方法適于測(cè)量低頻信號(hào),，對(duì)于高頻信號(hào)的測(cè)量誤差較大，故只需考查其測(cè)量高頻信號(hào)的情況,。
　　當(dāng)f＝10kHz時(shí),，在晶振頻率為12MHz時(shí)CPU的內(nèi)部時(shí)鐘周期T₀＝2μs，則定時(shí)時(shí)間T₀×N_C＝2×10^－6×1024＝2.05ms,。此時(shí)應(yīng)給定定時(shí)器計(jì)數(shù)值N_t＝f×(T₀×N_C)＝20,。當(dāng)待測(cè)頻率為4kHz時(shí)，N_t＝20,，定時(shí)時(shí)間N_t×T＝20/4000＝5ms,。
　　由以上分析可以看出，在保正測(cè)量精度相同的情況下,，齒周期法的測(cè)量速度比平均周期法的測(cè)量速度要快得多(相差256ms/5ms≈51倍),，因此我們采用了齒周期法測(cè)量頻率。
　　然而,，用哪種方法都有一個(gè)計(jì)數(shù)誤差ΔN＝±1的問題,，這在單純由硬件組成的檢測(cè)電路中是無法消除的。其原因如圖9所示,。
　　第一：定時(shí)器啟動(dòng)后,，沒有遇上待測(cè)脈沖的前沿，而要等T₁時(shí)間后才開始計(jì)數(shù),；
　　第二：定時(shí)器時(shí)間到,，不在待測(cè)脈沖的末尾,，而提前了T₂時(shí)間。
　　由于T₁和T₂的存在導(dǎo)致測(cè)量誤差ΔN＝±1的存在,，一般檢測(cè)設(shè)備為了減少T₁,、T₂對(duì)測(cè)量結(jié)果的影響，只能提高被測(cè)脈沖的頻率,，或采用高頻補(bǔ)償法——即在T₁和T₂期間,，對(duì)另一高頻信號(hào)計(jì)數(shù)，這無疑會(huì)增加硬件電路的復(fù)雜程度,。
　　單片機(jī)系統(tǒng)的軟件可控性,，使這個(gè)問題的解決變得簡(jiǎn)單得多。計(jì)數(shù)時(shí)使用單片機(jī)的兩個(gè)定時(shí)器,，一個(gè)定時(shí),，另一個(gè)計(jì)數(shù)。計(jì)數(shù)器由外部信號(hào)控制啟動(dòng),，且與待測(cè)脈沖信號(hào)同步,，這樣就消除了圖9中T₁的影響。當(dāng)計(jì)數(shù)到某一確定值時(shí),，由CPU控制讀取計(jì)數(shù)值和定時(shí)時(shí)間值，這樣就消除了T₂的影響,。用計(jì)數(shù)值除以定時(shí)值即可得到被測(cè)頻率值,。這種測(cè)量方式的誤差≤0.1%。