摘 要： 給出了一個針對0.8GHz～6GHz的超寬帶低噪聲放大器UWB LNA(ultra-wideband low noise amplifier)設(shè)計。設(shè)計采用0.18?滋m RF CMOS工藝完成,。在0.8GHz～6GHz的頻段內(nèi),，放大器增益S21達到了17.6dB～13.6dB。輸入,、輸出均實現(xiàn)良好的阻抗匹配,，S11、S22均低于-10dB,。噪聲系數(shù)(NF)為2.7dB～4.6dB,。在1.8V工作電壓下放大器的直流功耗約為12mW。
關(guān)鍵詞： 超寬帶,；低噪聲放大器,；CMOS
近年來，人們對于高速率無線數(shù)據(jù)傳輸?shù)囊笕找嬖黾?。IEEE制定的802.11b和802.11g標準,，工作頻率為2.4GHz，傳輸速率分別為11Mb/s和54Mb/s,。另外,，802.11a標準則是工作在5.2/5.7GHz，從而避開了擁擠的2.4GHz頻段,，并且獲得了更高的數(shù)據(jù)傳輸速率以及更少的干擾,。與窄帶系統(tǒng)不同，超寬帶系統(tǒng)可以說是寬帶無線技術(shù)領(lǐng)域出現(xiàn)的又一技術(shù),。目前分配給室內(nèi)超寬帶技術(shù)的頻段是3.1GHz～10.6GHz[1],。
在超寬帶系統(tǒng)的標準上存在兩種方案[2]：直接序列(DS-CDMA)和多帶OFDM(MB-OFDM)。DS-CDMA方案是將3.1GHz～10.6GHz的頻帶劃分為高低兩個頻帶：3.1GHz～4.9GHz和6.2GHz～9.7GHz,。而MB-OFDM方案則是將7.5GHz的頻帶劃分為14個子頻帶,，每個子頻帶528MHz，數(shù)據(jù)在每個子頻帶上傳輸,。這14個子頻帶又分為5組,，其中，1組是必需的,，2組～5組是可選的,。第1組子頻帶所在的頻段為3.1GHz～4.8GHz,，第3～5組子頻帶為6.3GHz～10.6GHz。
盡管目前超寬帶技術(shù)的標準還沒有統(tǒng)一,，但是寬帶低噪聲放大器終歸是其接收機中的一個不可或缺的重要模塊,。低噪聲放大器(LNA)的主要功能是將來自天線的微伏級的電壓信號進行小信號放大后傳輸?shù)较乱患夒娐贰Ｒ虼?，LNA的性能對射頻接收系統(tǒng)的性能起著決定性作用,。這就要求它在獲得較高增益的同時又要具有低的噪聲系數(shù)(NF)，并且為了減少對輸入信號的反射,，實現(xiàn)最大功率的傳輸,，還要使其與天線匹配，即LNA的輸入阻抗Zin要等于天線的特征阻抗50Ω,。在實際設(shè)計中,，高增益、低噪聲與良好的阻抗匹配三者之間并非相互獨立,，而是相互牽制,、相互影響的。因此在進行LNA設(shè)計時,，如何采用折衷原則兼顧各項指標尤為重要,。
1 設(shè)計考慮
1.1 寬帶輸入匹配
圖1給出了共柵級結(jié)構(gòu)及其小信號分析等效電路[9]。圖1(a)中MOS管M1的源極通過電感LS與地相連,。LS在此處的作用就是通過與MOS管的柵源電容Cgs構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò),，以便使輸入匹配達到設(shè)計要求。
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圖1(b)中Ro表示M1的輸出阻抗,。短溝道MOS的輸出阻抗比較低,，對于0.18μm工藝來說，輸出電阻大約是500Ω[10],。因為Ro的存在,，共柵極的負載阻抗ZL以及下一級電路的輸入阻抗Zin2會影響低噪放的輸入匹配，進而使得電路噪聲性能惡化,。
??? 根據(jù)文獻[9],，圖1（b）電路的輸入阻抗可以寫成：
??? 
其中ZS(ω)和Zo(ω)分別表示源阻抗和輸出阻抗，可由如下式(2),、式(3)：
其中ZL表示共柵極的負載阻抗,，Zin2表示下一級電路的輸入阻抗，gm1表示共柵極結(jié)構(gòu)的跨導,。此處假設(shè)電路中的電抗元件都是高品質(zhì)因數(shù)的器件,，則ZS(ω)和Zo(ω)可以表示為：
將式(4)、(5)代入式(1)，可以得到：
1.2 共源共柵(Cascode)
圖2給出了本文提出的低噪聲放大器的電路示意圖,。圖中第二級電路為共源共柵結(jié)構(gòu),。其中的共源MOS管M2作為主放大管給電路提供足夠的增益，共柵管M3用來減小M2的Cgd引起的米勒效應(yīng)以及增強整個電路的反向隔離性能,，M3,、Rref2和Rbias2構(gòu)成偏置電路來實現(xiàn)放大電路所需直流偏置。
一般說來,，為了獲得高增益,，負載電感的品質(zhì)因數(shù)(Q factor)越大越好。但是本文設(shè)計中在負載電路中串聯(lián)了一個電阻Rd2,，用以減低Ld的品質(zhì)因數(shù),，從而獲得較為平坦的增益。
2 電路結(jié)構(gòu)
本文提出的低噪聲放大器設(shè)計如圖2所示,。輸入級采用共柵極結(jié)構(gòu)，但是通常共柵極結(jié)構(gòu)的增益比較低,，因此要在共柵極電路之后再加一級放大電路以提高增益,。而輸出級電路則采用了常用的源極輸出器。
在圖2中可以看到,，在M1的柵極和地之間有一個電容C1,。C1的加入有兩個作用：一是作為交流旁路電容，提供一個良好的交流接地,，防止偏置電路進一步加大放大器的噪聲系數(shù),；二是通過C1與M1的柵漏電容Cgd1構(gòu)成一個分壓電路，形成電壓反饋,。這個反饋回路有利于改善電路輸入匹配以及噪聲性能[9][12],。電路中用到的級間隔直電容C2取值也為1pF。
本文提出的低噪聲放大器的設(shè)計采用特許(CHRT）0.18μm RF CMOS工藝完成,。為了減小分布參數(shù)的影響,，MOS管線寬均是采用工藝能提供的最小值0.18μm。根據(jù)文獻[13],，在功耗約束條件下的最優(yōu)柵寬為180μm,。仿真表明在LS取值為9.6nH時達到輸入匹配要求，即S11<-10dB,。
為了提供50Ω的輸出阻抗匹配,，在低噪放的設(shè)計中加入了緩沖輸出級，即M6構(gòu)成的源極輸出器,。M7和M8為M6提供合適的直流偏置,，使得輸出反射系數(shù)S22在0.8GHz～6GHz頻帶內(nèi)滿足S22<-12dB，符合輸出匹配要求。
3 實驗結(jié)果
本文中的超寬帶低噪放的設(shè)計采用Cadence系列軟件完成,。最終的各項仿真結(jié)果見圖3～圖7,。圖3是通過原理圖仿真得到的S21結(jié)果。其中的后仿真(Post-layout Simulation)曲線是在完成版圖驗證和寄生參數(shù)提取之后得到的結(jié)果,。由圖3不難發(fā)現(xiàn),，在0.8GHz～6GHz范圍內(nèi)后仿真得到的放大器正向增益S21較之前仿真有所下降，但是也達到了17.6dB,。還可以看出在高頻段S21下降較為嚴重,，在6GHz頻率處S21為13.6dB。放大器增益在高頻段的增益下降得比較快,，是因為電路版圖中存在的寄生參數(shù)對高頻段影響很大,。
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電路在0.8GHz～6GHz頻帶內(nèi)的輸入反射系數(shù)S11、輸出反射系數(shù)S22均小于-10dB,。電路的反向隔離性也比較好,，整個頻帶內(nèi)S12保持在-63dB以下。圖5所示為放大器的噪聲系數(shù)（NF）結(jié)果,，后仿真的噪聲系數(shù)最小值為2.7dB,，0.8GHz～6GHz范圍內(nèi)的平均值約為3.6dB。后仿真結(jié)果顯示電路IIP3為-17dBm,。圖8是電路版圖,，芯片面積約為0.68mm2(0.9mm×0.75mm)。
本設(shè)計的工作電壓為1.8V,，核心電路（不包括輸出緩沖級）的直流功耗為12mW,。包含輸出緩沖電路的直流功耗為16mW。表1給出了本設(shè)計與近年來部分采用0.18μm RF CMOS工藝的超寬帶低噪聲放大器設(shè)計的比較,。
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本文給出了一個針對0.8GHz～6GHz頻段的超寬帶低噪聲放大器設(shè)計,。電路采用0.18μm RF CMOS完成，在1.8V的工作電壓下,，增益達到了13.6dB～17.6dB,，噪聲系數(shù)為2.7dB～4.6dB。整個0.8GHz～6GHz頻帶內(nèi)均實現(xiàn)了良好的輸入,、輸出匹配,，S11小于-10dB，S22小于-12dB,。IIP3為-17.3dBm,。實驗結(jié)果表明，本文提出的超寬帶低噪聲放大器設(shè)計具有比較好的性能,，為實現(xiàn)超寬帶低噪聲放大器提供了一種選擇方案,。
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