2,、開關(guān)電源功耗分析

要減小開關(guān)電源待機(jī)損耗，提高待機(jī)效率,，首先要分析開關(guān)電源損耗的構(gòu)成,。以反激式電源為例，其工作損耗主要表現(xiàn)為：MOSFET導(dǎo)通損耗 

 MOSFET寄生電容損耗 

開關(guān)交疊損耗,，PWM控制器及其啟動電阻損耗,，輸出整流管損耗，箝位保護(hù)電路損耗,，反饋電路損耗等,。其中前三個損耗與頻率成正比關(guān)系，即與單位時間內(nèi)器件開關(guān)次數(shù)成正比,。

在待機(jī)狀態(tài),，主電路電流較小，MOSFET導(dǎo)通時間ton很小,，電路工作在DCM模式,，故相關(guān)的導(dǎo)通損耗，次級整流管損耗等較小,，此時損耗主要由寄生電容損耗和開關(guān)交疊損耗和啟動電阻損耗構(gòu)成,。

3、提高待機(jī)效率的方法

根據(jù)損耗分析可知,，切斷啟動電阻,，降低開關(guān)頻率，減小開關(guān)次數(shù)可減小待機(jī)損耗,，提高待機(jī)效率,。具體的方法有：降低時鐘頻率；由高頻工作模式切換至低頻工作模式,，如準(zhǔn)諧振模式（Quasi Resonant,，QR）切換至脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）, 脈寬調(diào)制切換至脈沖頻率調(diào)制（Pulse Frequency Modulation, PFM）,；可控脈沖模式（Burst Mode）,。

3.1 切斷啟動電阻

對于反激式電源，啟動后控制芯片由輔助繞組供電,，啟動電阻上壓降為300V左右,。設(shè)啟動電阻取值為47kΩ,，消耗功率將近2W。要改善待機(jī)效率,，必須在啟動后將該電阻通道切斷,。TOPSWITCH，ICE2DS02G內(nèi)部設(shè)有專門的啟動電路,，可在啟動后關(guān)閉該電阻,。若控制器沒有專門啟動電路，也可在啟動電阻串接電容,，其啟動后的損耗可逐漸下降至零,。缺點(diǎn)是電源不能自重啟，只有斷開輸入電壓,，使電容放電后才能再次啟動電路,。而圖1所示的啟動電路，則可避免以上問題,，而且該電路功耗僅為0.03W,。不過電路增加了復(fù)雜度和成本。

圖1 UC3842反激式電源啟動電路

3.2　降低時鐘頻率

時鐘頻率可平滑下降或突降,。平滑下降就是當(dāng)反饋量超過某一閾值,，通過特定模塊，實(shí)現(xiàn)時鐘頻率的線性下降,。POWER公司的TOPSwitch-GX和SG公司的SG6848芯片內(nèi)置了這樣的模塊,，能根據(jù)負(fù)載大小調(diào)節(jié)頻率，圖2所示是SG6848時鐘頻率與其反饋電流的關(guān)系,。

圖2　SG6848反饋電流與時鐘頻率的關(guān)系

突降實(shí)現(xiàn)方法如圖3：以UCC3895為例,，當(dāng)電源處于正常負(fù)載狀態(tài)時，Q1導(dǎo)通,，其時鐘周期為：

  

當(dāng)電源進(jìn)入待機(jī)狀態(tài)時,，Q1關(guān)閉，時鐘周期增大為

 

（小于1）倍,。L5991和Infineon公司的CoolSet F2系列已經(jīng)集成了該功能。

3.3 切換工作模式

3.3.1 QR→PWM

IRIS40xx芯片就是通過QR與PWM切換來提高待機(jī)效率的,。圖4是IRIS4015構(gòu)成的反激式開關(guān)電源,，重載時，輔助繞組電壓大,，R1分壓大于0.6V,，Q1導(dǎo)通，輔助準(zhǔn)諧振信號經(jīng)過D1,D2,R3,C2構(gòu)成的延時電路到達(dá)IRIS4015的FB腳，內(nèi)部比較器對該信號進(jìn)行比較,，電路工作在準(zhǔn)諧振模式,。當(dāng)電源處于輕載和待機(jī)時候，輔助繞組電壓較小,，Q1關(guān)斷，諧振信號不能傳輸至FB端,，F(xiàn)B電壓小于芯片內(nèi)部的一個門限電壓,，不能觸發(fā)準(zhǔn)諧振模式，電路則工作在更低頻的脈寬調(diào)制控制模式,。

  

3.3.2 PWM→PFM

對于額定功率時工作在PWM模式的開關(guān)電源,，，也可以通過切換至PFM模式提高待機(jī)效率,，即固定開通時間,，調(diào)節(jié)關(guān)斷時間，負(fù)載越低,，關(guān)斷時間越長,，工作頻率也越低。圖5是采用NS公司的LM2618控制的Buck轉(zhuǎn)換器電路和分別采用PWM和PFM控制方法的效率比較曲線,。由圖可見,，在輕載時采用PFM模式的電源效率明顯大于采用PWM模式時的效率，且負(fù)載越低,，PFM效率優(yōu)勢越明顯,。將待機(jī)信號加在其PW/引腳上，在額定負(fù)載條件下,，該引腳為高電平,，電路工作在PWM模式，當(dāng)負(fù)載低于某個閾值時,，該引腳被拉為低電平,，電路工作在PFM模式。實(shí)現(xiàn)PWM和PFM的切換,，也就提高了輕載和待機(jī)狀態(tài)時的電源效率,。

通過降低時鐘頻率和切換工作模式實(shí)現(xiàn)降低待機(jī)工作頻率，提高待機(jī)效率,，可保持控制器一直在運(yùn)作,，在整個負(fù)載范圍中，輸出都能被妥善的調(diào)節(jié),。即使負(fù)載從零激增至滿負(fù)載的情況下,，能夠快速反應(yīng)，反之亦然。輸出電壓降和過沖值都保持在允許范圍內(nèi),。

可控脈沖模式,，也可稱為跳周期控制模式（Skip Cycle Mode）是指當(dāng)處于輕載或待機(jī)條件時，由周期比PWM控制器時鐘周期大的信號控制電路某一環(huán)節(jié),，使得PWM的輸出脈沖周期性的有效或失效,，如圖6所示。這樣即可實(shí)現(xiàn)恒定頻率下通過減小開關(guān)次數(shù),，增大占空比來提高輕載和待機(jī)的效率,。該信號可以加在反饋通道，PWM信號輸出通道,，PWM芯片的使能引腳（如LM2618,L6565）或者是芯片內(nèi)部模塊(如NCP1200,，F(xiàn)SD200，L6565和TinySwitch系列芯片),。

圖7 NCP1200跳周期模塊結(jié)構(gòu)

而FSD200則是通過控制內(nèi)部驅(qū)動器實(shí)現(xiàn)可控脈沖模式，即將  

 腳的反饋電壓與0.6V/0.5V遲滯比較器比較,，由比較結(jié)果控制門極驅(qū)動輸出,，其結(jié)構(gòu)可見圖8。我們可根據(jù)此原理用分立元件實(shí)現(xiàn)普通芯片的Burst Mode功能,，即檢測次級電壓判斷電源是否處于待機(jī)狀態(tài),，通過遲滯比較器，控制芯片輸出,，電路如圖9所示,。

控制反饋通道是實(shí)現(xiàn)一般PWM控制器的可控脈沖模式的方法之一。其電路可見圖10,，

反饋信號,，當(dāng)Burst Signal為低電平時，Q1關(guān)斷,，  

電路正常工作,，當(dāng)Burst Signal為低電平時,，Q1導(dǎo)通，R1被短路,， 

流過Q1

被拉高至 

-0.6V,，反饋信號 

不能反映在 

上，控制器因此輸出低電平,。

另外對于有使能腳的PWM控制器,，如L6565等，用可控脈沖信號控制使能腳使控制芯片有效或失效,，也可以實(shí)現(xiàn)Burst Mode,，上述Burst Signal可由圖1中所示的遲滯比較器產(chǎn)生。

圖10 控制反饋通道的Burst Mode

4　存在的問題

以上介紹的降頻和Burst Mode方法在提高待機(jī)效率的同時,，也帶來一些問題，首先是頻率降低導(dǎo)致輸出電壓紋波的增加,，其次如果頻率降至20kHz以內(nèi),，可能有音頻噪音。而在Burst Mode的OFF時期內(nèi),，如果負(fù)載激增,，輸出電壓會大大降低，如果輸出電容不夠大,，電壓甚至可能降低至零,。如果增大輸出電容，以減小輸出電壓紋波,，則會導(dǎo)致成本增加,，并會影響系統(tǒng)動態(tài)性能。因此必須綜合考慮,。