Benoît PERON, Bertrand RIVET, Aurélien HAMADOU

STMicroelectronics

最大限度地降低功率損耗,，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關(guān)電源面臨的主要挑戰(zhàn),。開關(guān)電源的設(shè)計目標(biāo)是降低功率的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗,。

不顯著影響成本和功率密度而達(dá)到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實現(xiàn)這個目標(biāo)需要更多的材料,，例如,，晶片和銅線面積,。與通態(tài)損耗不同，降低功率開關(guān)損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到,。降低功率開關(guān)損耗有兩個主要方法：改進(jìn)半導(dǎo)體技術(shù)的動態(tài)特性或電路拓?fù)洹?/p>

采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關(guān)損耗,。然而，這些新產(chǎn)品的能效成本比并不適用于大眾市場,，如臺式機電腦和服務(wù)器電源,。

本文重點論述的專利電路[1]采用軟開關(guān)法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管,，因此符合市場預(yù)期,。

1.1.二極管導(dǎo)通損耗

從200 W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續(xù)導(dǎo)通（CCM）的功率因數(shù)校正器（PFC）。要想提高功率轉(zhuǎn)換器的功率密度,，就應(yīng)該提高開關(guān)頻率,。然而，功率因數(shù)校正器的主要開關(guān)損耗是功率開關(guān)/整流器換向單元的損耗,，提高開關(guān)頻率意味著更高的損耗,。因為PN二極管產(chǎn)生的電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復(fù)損耗[2] ，如圖1.1所示,，所以,，主要功率損耗發(fā)生在功率開關(guān)的導(dǎo)通階段。

圖1:導(dǎo)通損耗與二極管類型和電流軟開關(guān)法對比 

為降低PN二極管整流器引起的功率損耗,，最近多家半導(dǎo)體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管,。盡管半導(dǎo)體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū),，如圖1.2所示的,。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率,，而二極管的反向恢復(fù)電流沒有提高,。因此，開關(guān)時間變小,，導(dǎo)通功率損耗也隨著變小,，但是不能徹底消失。今天,，為遵守EMI電磁干擾防護標(biāo)準(zhǔn),，在功率因數(shù)校正器設(shè)計內(nèi)，碳化硅二極管導(dǎo)通dI/dt最大值約1000 A/µs,，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為300 A/µs,。

1.2.軟導(dǎo)通法

另一種降低導(dǎo)通損耗的方法是使用一個軟開關(guān)法，增加一個小線圈L來控制dI/dt斜率,。該解決方案消除了在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復(fù)電流效應(yīng),，如圖1.3所示,。電流軟開關(guān)解決方案不是新技術(shù)，但是必須達(dá)到相關(guān)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)：

1. 在每個開關(guān)周期重置線圈L的電流（不管電流,、輸入和輸出電壓如何變化）,。
2. 無損恢復(fù)線圈貯存的感應(yīng)能量。
3. 抑制半導(dǎo)體器件上的任何過壓和過流應(yīng)力,。
4. 當(dāng)增加任何器件時保持成本不增加,。
5. 保持相似的功率密度。

很多電路都可以分為兩大類：有源恢復(fù)電路和無源恢復(fù)電路,。

1.3.有源恢復(fù)電路

在有源恢復(fù)電路中,，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路[3]是設(shè)計人員非常熟悉的電路，如圖2所示,。這種電路可以根除導(dǎo)通功率損耗和關(guān)斷功率損耗,。

 圖2: ZVT：有源恢復(fù)電路 

從理論上講，因為所有的開關(guān)損耗都被消除,，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)是功率因數(shù)校正（PFC）應(yīng)用最理想的拓?fù)?。此外，不管輸入和輸出功率如何變化,，這種電路都能正常工作,。然而，在實際應(yīng)用中,，升壓二極管D_B的反向恢復(fù)電流對零壓轉(zhuǎn)換電路的影響非常明顯,，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制。因為小線圈L上的重置電流,，D₂ 的反向恢復(fù)電流包含高應(yīng)力電壓和寄生阻尼振蕩,。最后，PN二極管的動態(tài)特性影響零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路的總體能效,，因為這個晶體管的導(dǎo)通時間應(yīng)該增加,，而且為降低半導(dǎo)體器件遭受的電應(yīng)力，必須增加一個有損緩沖器,。

從成本上看,，零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路需要增加一個功率MOSFET開關(guān)管和一個專用的PWM控制器。雖然市面有多種不同的零壓轉(zhuǎn)換(ZVT)電路,，但是仍然無法克服上述技術(shù)難題,，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應(yīng)用。因此,，無源恢復(fù)電路更有吸引力。

1.4.無源恢復(fù)電路

圖3所示電路是一個很好的無源恢復(fù)電路示例[4],；只需另增兩個二極管和一個諧振電容,。

圖3:無源恢復(fù)電路 

當(dāng)外部條件不變時,，這個電路工作良好。不過,，在功率因數(shù)校正應(yīng)用中設(shè)計這種電路難度很大,，這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復(fù)電流和外部電氣條件的限制。

盡管無損無源電路只需很少的元器件,，不幸地是因為技術(shù)原因,，這種電路在功率因數(shù)校正應(yīng)用中不可行。這個示例表明,，雖然電流緩沖法已被人們熟知,，但是在不影響前文提到的五大標(biāo)準(zhǔn)的前提下，通過使用電流緩沖法恢復(fù)小線圈L的能量是目前無法克服的技術(shù)挑戰(zhàn),。

2.BC²:能量恢復(fù)電路

這個創(chuàng)新的電路[1]是按照軟開關(guān)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計的,，如圖4所示，為恢復(fù)小線圈L貯存的電能,，在升壓線圈L_B 附近新增兩個二極管D₁和D₂ 和兩個輔助線圈N_S1和N_S2 ,。

圖4:新型能量恢復(fù)電路:BC²

2.1.概念描述

當(dāng)晶體管導(dǎo)通時，線圈N_S1 在主升壓線圈內(nèi)恢復(fù)升壓二極管D_B的反向恢復(fù)電流I_RM ,。因為交流輸入電壓調(diào)制L_B 電壓,，所以它也調(diào)制N_S1上的反射電壓。此外,，這個輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流I_DB及其相關(guān)的反向恢復(fù)電流I_RM,。這些綜合調(diào)制過程讓流經(jīng)小線圈L的額外的反向恢復(fù)電流I_RM 在線圈N_S1 內(nèi)重置，即便在最惡劣的情況下也是如此,。當(dāng)晶體管關(guān)斷時,，輔助線圈N_S2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈N_S2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關(guān)系,，當(dāng)交流線處于低壓時,，反射電壓達(dá)到最大值，與小線圈L的最大電流值對應(yīng),。這些綜合變化使流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D₂ 消失在體電容內(nèi),，即便在最惡劣的情況下也是如此。當(dāng)dI/dt 斜率(大約10 A/µs)較低時,，例如,，在開關(guān)轉(zhuǎn)換器的斷續(xù)模式下，這兩個附加線圈N_S1和N_S2 用于關(guān)斷二極管D₁ 和D₂; 二極管的反向恢復(fù)電流不會影響電路特性,。我們可以說,，這個概念“在電路內(nèi)回收電流”，因此稱之為BC²,。

2.2.相位時序描述

變壓比m₁ 和m₂ 是線圈N_S1和N_S2 分別與N_P的比值,。

 相位[ t₀前]

在t₀前,，BC²電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同。升壓二極管D_B 導(dǎo)通,，通過體電容器發(fā)射主線圈能量,。

 相位[t₀, t₁]

在t₀時，功率MOSFET導(dǎo)通,，D_B 的電流等于I₀,。在t₀+時，電流軟開關(guān)啟動,，即在零電流時,，功率MOSFET的電壓降至0V，無開關(guān)損耗,。在t₀后,，流經(jīng)小線圈L的電流線性升高，達(dá)到輸入電流I₀和二極管反向恢復(fù)電流I_RM的總合為止,，而流經(jīng)D_B 的電流線性降至-I_RM,。

圖5 真實地描述了這些電流的變化，并考慮到了m₂ 變壓比,。下面是晶體管T_R和升壓二極管D_B的dI/dt簡化表達(dá)式:

此外,，在t₀ +時，功率MOSFET的固有電容C_OSS 被放電,，電阻是晶體管的導(dǎo)通電阻R_DS(on),。與功率校正電路不同，晶體管漏極上的電壓較低,，因為V_NS2反射電壓是從V_OUT抽取的,，這個特性讓BC² 電路具有一個優(yōu)點，在低輸出負(fù)荷時,，可以節(jié)省電能,，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

相位[t₁, t₂]

在t₁+時，升壓二極管D_B 關(guān)斷,，過流I_RM被貯存小線圈內(nèi),，過流使D_B 結(jié)電容線性放電。同時,，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化,，直到D₁ 二極管導(dǎo)通為止。與此同時,，過流I_RM 被變壓比m₁降低,，然后被發(fā)射到主線圈內(nèi)。

圖5:每相的等效時序
 

圖6:每相的等效電路
 

因此，流經(jīng)N_S1的電流有助于給內(nèi)部線圈L_B放電,，同時交流電源電壓給線圈N_p 施加偏壓,。因為根據(jù)下面公式計算的反射電壓V_NS1的原因，流經(jīng)D₁ 的電流I_RM 降至0 A,。

為保證斷續(xù)模式下的軟開關(guān)操作，流經(jīng)D₁的電流在t₃前達(dá)到0 A,。因為當(dāng)正弦周期內(nèi)的V_mains電壓達(dá)到最高值時,，I_RM電流達(dá)到最高值，所以t_{D1_ON} 時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用/此外,，為消除二極管D₁ 的反向恢復(fù)電流效應(yīng),，因為反射電壓V_NS1低的原因，必須使dI/dt_D₁ 總是保持低斜率,，通過下面公式計算dI/dt_D₁:

不幸地是,，在這個相位期間，升壓二極管D_B被施加一個高反向電壓：

這個特性要求這種應(yīng)用增加一個二極管,，為此,，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管，使I_RM 電流值與擊穿電壓達(dá)到精確平衡,。

 相位[t₂, t₃]

在t₂時,，D₁二極管的電流達(dá)到0 A，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器,。當(dāng)功率晶體管保持通態(tài)時,，在t₃點，主L_B 線圈內(nèi)和小L線圈內(nèi)的電流上升到I₁,。

 相位[t₃, t₄]

在t₃時,，功率晶體管關(guān)斷。這時,，C_OSS電容電壓被小線圈L內(nèi)貯存的電流線性充電,，直到二極管D₂導(dǎo)通為止；在關(guān)斷期間,，功率開關(guān)上沒有過壓應(yīng)力,。

同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化,，直到D_B 二極管導(dǎo)通為止,。一旦所有的二極管一起導(dǎo)通，輸出電流按圖5所示的方式配流,。因為N_S2的反射電壓的原因,，D₂ 的電流從I₁開始降至0 A，dI/dt斜率較低。相反,，在t₄時,，D_B 的電流升到標(biāo)稱值。

這種配流有利于BC²電路,。事實上,，在交流電壓較低的功率因數(shù)校正應(yīng)用（例如90 V_RMS）中，最高增強電流是在二極管D_B 和D₁之間機械分配,。因此,，整流階段的導(dǎo)通損耗得到改進(jìn)。下面是反射電壓V_NS2 和D₂ 導(dǎo)通時間的計算公式：

t_{D2_ON}時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用,，因為V_mains 電壓最低時,，I₁ 電流最大。因此,，即變在惡劣的條件下,，例如，最低V_mains電壓下的高輸出負(fù)載電流,，BC²電路仍然能夠保證斷續(xù)模式,。此外，為消除二極管D₂ 的反向恢復(fù)電流效應(yīng),，因為反射電壓V_NS2低的原因,，必須使dI/dt_D₂ 總是保持低斜率，通過下面公式計算dI/dt_D₂:

相位[t₄, t₅]

在t₄時,，D₂二極管的電流達(dá)到0 A,，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器，只有升壓二極管D_B 導(dǎo)通,。因為N_S2上的反射電壓的原因,，功率開關(guān)管的電壓低于Vout。因此,，C_OSS電容在體電容內(nèi)放電,。在t₀時，晶體管導(dǎo)通,，節(jié)能電能,。

2.3.BC²電路上的電壓應(yīng)力

表1列出了每個相位對應(yīng)的最大電壓。

表1:BC²上的最大反向電壓

BC²電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管,。此外,，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)電流，以防功率晶體管在[t₁-t₂]相位遭受較高的電流,。

意法半導(dǎo)體研制出BC²電路專用的3A,、5A,、8A、10A和16A的二極管,，這些二極管采用不同類型的封裝（直插,、通孔或貼裝）。

意法半導(dǎo)體推出了在一個封裝內(nèi)嵌入兩支二極管（圖4中的D_B和D₂）的新產(chǎn)品(STTH10BC065CT和STTH16BC065CT),，新產(chǎn)品的額定反向電壓值達(dá)到650V,，散熱器用二極管與標(biāo)準(zhǔn)功率因數(shù)校正器用二極管完全相同。

為保持這個散熱器配置,，意法半導(dǎo)體開發(fā)出續(xù)流二極管D1(STTH3BCF060 and STTH5BCF060),，該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝，以便將其焊接在印刷電路板上,。

針對大功率轉(zhuǎn)換器，意法半導(dǎo)體開發(fā)出獨立的采用通孔封裝的D_B 和D₂ 二極管(STTH8BC065DI 和STTH8BC060D),。

詳情聯(lián)系當(dāng)?shù)氐囊夥ò雽?dǎo)體銷售處,。

2.4.計算m₂和m₁變壓比

為在[t1-t2]和[t3-t4]時序期間符合斷續(xù)模式，圖5所示的時間參數(shù)td1和td2應(yīng)總是正值,。根據(jù)典型連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）功率因數(shù)校正規(guī)則和t_{D1_ON} 和t_{D2_ON} 表達(dá)式,，確定變壓比條件m₁ 和m₂ 不是難事。

其中P_IN 是功率因數(shù)校正器的輸入功率,，F(xiàn)s是開關(guān)頻率,；V_mainsRMS 是RMS電壓最大值；I_RMmax是在導(dǎo)通dI/dt和最高工作結(jié)溫條件下的反向恢復(fù)電流最大值,。

2.5小線圈L的電感計算

小線圈L的額定電感有幾種計算方式,。例如，導(dǎo)通dI/dt的額定值可能是50 A/µs,；然后,，根據(jù)二極管D_B的I_RM值計算變壓比m₂和m₁。不過,，要想滿足設(shè)計規(guī)則,，D_B的反向電壓VR_DB_reverse不得超過V_RRM的75%，75% x 650 = 487 V,；如果VR_DB_reverse高于487 V,，就應(yīng)該降低小線圈L的電感值；因此,，也應(yīng)該提高小線圈L的dI/dt值和D_B二極管的I_RM 值,。因此，使VR_DB_reverse低于487 V,，必須重新計算m₁和m₂ 變壓比,。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應(yīng)使小線圈的尺寸最小化。意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個考慮以下所有參數(shù)的軟件工具：D_B二極管的I_RM 與電流斜率dI/dt和結(jié)溫T_J對比,、線圈L電感公差,、導(dǎo)通功率損耗。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設(shè)計人員根據(jù)應(yīng)用條件選擇最佳的電感,。表2列出了兩個采用BC²概念的功率因數(shù)校正應(yīng)用示例,。

 表2:用于不同類型功率因數(shù)校正器的L線圈的電感和尺寸

3.450W功率因數(shù)校正器的BC²電路設(shè)計

為展示BC²電路的優(yōu)點，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個90- 264 V_mainsRMS 的通用系列450 W功率因數(shù)校正器,，該系列產(chǎn)品采用硬開關(guān)模式和一個標(biāo)準(zhǔn)均流式PWM控制器,。我們從導(dǎo)通特性、能效和熱測量三個方面對BC²電路與8A碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了對比,。

3.1.BC²設(shè)計

在評估BC²電路時我們使用了專用二極管,，D_B采用STTH8BC065DI，D₂采用STTH8BC060D,，D₁采用STTH5BCF060,，如圖4所示。軟件給出了小線圈L的電感,、變壓比m₁和m₂ 與開關(guān)頻率的對比值,，如表3所示。

表3:N_S1,、N_S2 和L與Fs對比值

3.2 BC²電路的典型波形

圖7 所示是200 kHz功率因數(shù)校正器的典型BC²波形,。每次功率MOSFET導(dǎo)通時，就會發(fā)生一次電流軟開關(guān)操作,。 

這條曲線突出表明D₁ 和D₂ 二極管總是處于斷續(xù)模式,；D₁ 恢復(fù)D_B的I_RM電流；而D₂ 通過功率因數(shù)校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流,。如前文所述,，在[t₀-t₁]和[t₄-t₅]相位，一旦D₂ 關(guān)斷,，功率晶體管的漏極電壓立即降低,，關(guān)斷損耗被消除。

圖7:Fs = 200 kHz時的典型BC² 波形

3.3 能效比較

我們在兩個V_mains電壓和140 kHz開關(guān)頻率條件對BC²和SiC二極管進(jìn)行了能效比較,，如圖8 (230 V_RMS) 和圖9 (90 V_RMS)所示,。當(dāng)電源電壓230 V_RMS時，在全負(fù)載條件下,，BC²電路比8A碳化硅整流管省電2.25 W,，在100W時省電1 W。 

在低負(fù)載條件下,，如[t₀-t₁]相位所述,，因為BC²關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低,，N_S2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC²的能效。 

一旦功率因數(shù)校正器進(jìn)入斷續(xù)模式(<100 W),，碳化硅二極管與BC²電路的能效相同,，如圖8所示。

圖8:在230 V_RMS時的能效對比 

在90 V_RMS電壓時,，軟開關(guān)法的優(yōu)點加上C_OSS 放電節(jié)省的電能好處進(jìn)一步加強了BC²電路的優(yōu)點,。在450W輸出功率時，BC²比碳化硅二極管省電5.4 W,，在低負(fù)載下,，因為無關(guān)斷損耗，BC²比碳化硅二極管省電1.7%,。

圖9:在90 V_RMS時的能效對比

圖10:在Vmains_RMS = 90 V時,，450 W功率因數(shù)校正器的三個不同的輸出功率和三個開關(guān)頻率的能效對比

 圖10 突出了BC²電路軟開關(guān)法和C_OSS 放電省電的優(yōu)勢，特別是在低負(fù)載下這種優(yōu)勢更加明顯,。

3.4 熱測量

電流軟開關(guān)法能夠降低開關(guān)晶體管的功率損耗,，圖11所示是在一個功率因數(shù)校正應(yīng)用中，BC²解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產(chǎn)生的溫度差(18 °C),。

 如果功率MOSFET晶體管的工作結(jié)溫相同，(T_j(avg))BC²解決方案可以讓散熱器變得更小,。

這樣,，節(jié)省的空間抵消了BC²電路的小線圈L所占的空間。因此,，BC²電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度,。 

雖然采用熱優(yōu)化技術(shù)，但是,，當(dāng)功率MOSFET的R_DS(on)導(dǎo)致結(jié)溫T_j(avg) 上升到 90 °C時,，采用BC²的解決方案的能效略有降低，不過BC²概念的能效還是高于碳化硅二極管,。因此,，在圖11和圖9所示的90 V_RMS能效比較中，應(yīng)該從Pout x [1/(SiC_efficiency) – 1/(BC²_ efficiency)]= 5.4 W的省電數(shù)值中扣除 0.75 W,。

總之,，BC²電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管。

圖11:溫度測比較

 另一種優(yōu)化BC²概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積,，獲得與碳化硅二極管相同的能效,。

在圖11所給的示例中，至少可以去除一個功率MOSFET開關(guān)管,。這樣,，隨著導(dǎo)通電阻R_DS(on) 增加,，開關(guān)管的功率損耗不必再乘以2。實際上,，整體功率損耗降低的另一個原因是MOSFET等效電容C_OSS 也被削減一半,。

在圖11的示例中，一個導(dǎo)通電阻R_DS(on)小于0.46 ?的,、輸出功率450 W的功率MOSFET與一個碳化硅二極管和兩個并聯(lián)功率MOSFET的結(jié)構(gòu)的能效相同,。

這個功耗優(yōu)化方法對大眾市場應(yīng)用有吸引力:BC²解決方案應(yīng)考慮到意法半導(dǎo)體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET。

BC²概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案,。

3.5 BC²設(shè)計工具

意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個軟件工具,，能夠幫助設(shè)計人員根據(jù)電源規(guī)格快速確定BC²拓?fù)涞囊?guī)格。

圖12:BC²設(shè)計工具

 該軟件設(shè)計工具可以提供微型線圈和主功率因數(shù)校正器的輔助線圈的參數(shù),、二極管選型和功率MOSFET的R_DS(on),。還可算出每個組件的功率損耗，并與使用一個碳化硅二極管的功率因數(shù)校正器對比,。

4.結(jié)論

BC²電路使用一個軟開關(guān)法,，通過一個獨特的無損恢復(fù)電路幫助電源設(shè)計人員實現(xiàn)最高能效目標(biāo)。

意法半導(dǎo)體推出了BC2²概念專用二極管,，以提高連續(xù)導(dǎo)通功率因數(shù)校正器（CCM PFC）的性能,，如表4所示。 

表4:BC²電路在450 W 140 kHz功率因數(shù)校正器中的優(yōu)點

此外,，把BC²概念用于大眾市場和高端功率因數(shù)校正器是設(shè)計人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標(biāo)準(zhǔn)的理想選擇,，例如，在電源額定功率20%,、50%和100%負(fù)載下能效高于80%的銅牌,、銀牌和金牌80 Plus能效標(biāo)準(zhǔn)。

此外,，BC²及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉(zhuǎn)換器,，這兩種器件是太陽能逆變器或計算機和電信設(shè)備的開關(guān)電源（SMPS）的常用功率器件。

5.參考文獻(xiàn)

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