1.前言

　　最大限度地降低功率損耗,，在不增加成本的前提下提高功率密度，是現(xiàn)代高能效開關(guān)電源面臨的主要挑戰(zhàn),。開關(guān)電源的設(shè)計目標(biāo)是降低功率的通態(tài)損耗和開關(guān)損耗,。

　　不顯著影響成本和功率密度而達(dá)到優(yōu)化功率通態(tài)損耗的目的是很難的，因為實現(xiàn)這個目標(biāo)需要更多的材料,，例如,，晶片和銅線面積。與通態(tài)損耗不同,，降低功率開關(guān)損耗而不大幅提高電源成本比較容易做到,。降低功率開關(guān)損耗有兩個主要方法：改進(jìn)半導(dǎo)體技術(shù)的動態(tài)特性或電路拓?fù)洹?/p>

　　采用碳化硅和氮化鎵等材料的新型二極管可大幅降低開關(guān)損耗。然而,，這些新產(chǎn)品的能效成本比并不適用于大眾市場,，如臺式機(jī)電腦和服務(wù)器電源,。

　　本文重點論述的專利電路［1］采用軟開關(guān)法，能效/成本/功率密度/EMI比優(yōu)于碳化硅高壓肖特基二極管,，因此符合市場預(yù)期,。

　　1.1. 二極管導(dǎo)通損耗

　　從200 W到2000W之間的大眾市場電源通常需要一個連續(xù)導(dǎo)通（CCM）的功率因數(shù)校正器（PFC）。要想提高功率轉(zhuǎn)換器的功率密度,，就應(yīng)該提高開關(guān)頻率,。然而，功率因數(shù)校正器的主要開關(guān)損耗是功率開關(guān)/整流器換向單元的損耗,，提高開關(guān)頻率意味著更高的損耗,。因為PN二極管產(chǎn)生的電壓電流交叉區(qū)損耗和反向恢復(fù)損耗［2］ ，如圖1.1所示,，所以,，主要功率損耗發(fā)生在功率開關(guān)的導(dǎo)通階段。

　　圖1：導(dǎo)通損耗與二極管類型和電流軟開關(guān)法對比

　　為降低PN二極管整流器引起的功率損耗,，最近多家半導(dǎo)體廠家推出了采用碳化硅和氮化鎵技術(shù)的高壓肖特基二極管,。盡管半導(dǎo)體廠商付出努力，但是仍然不能消除在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流電壓交叉區(qū),，如圖1.2所示的,。與PN二極管不同，碳化硅二極管能夠提高dI/dt斜率,，而二極管的反向恢復(fù)電流沒有提高。因此,，開關(guān)時間變小,，導(dǎo)通功率損耗也隨著變小，但是不能徹底消失,。今天,，為遵守EMI電磁干擾防護(hù)標(biāo)準(zhǔn)，在功率因數(shù)校正器設(shè)計內(nèi),，碳化硅二極管導(dǎo)通dI/dt最大值約1000 A/µs,，而傳統(tǒng)的PN二極管的dI/dt值為 300 A/µs。

　　1.2.軟導(dǎo)通法

　　另一種降低導(dǎo)通損耗的方法是使用一個軟開關(guān)法,，增加一個小線圈L來控制dI/dt斜率,。該解決方案消除了在晶體管導(dǎo)通過程中發(fā)生的電流/電流交叉區(qū)和PN二極管反向恢復(fù)電流效應(yīng)，如圖1.3所示,。電流軟開關(guān)解決方案不是新技術(shù),，但是必須達(dá)到相關(guān)的技術(shù)標(biāo)準(zhǔn)：

　　1.在每個開關(guān)周期重置線圈L的電流（不管電流、輸入和輸出電壓如何變化）,。

　　2.無損恢復(fù)線圈貯存的感應(yīng)能量,。

　　3.抑制半導(dǎo)體器件上的任何過壓和過流應(yīng)力,。

　　4.當(dāng)增加任何器件時保持成本不增加。

　　5.保持相似的功率密度,。

　　很多電路都可以分為兩大類：有源恢復(fù)電路和無源恢復(fù)電路,。

　　1.3.有源恢復(fù)電路

　　在有源恢復(fù)電路中，零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路［3］是設(shè)計人員非常熟悉的電路,，如圖2所示,。 這種電路可以根除導(dǎo)通功率損耗和關(guān)斷功率損耗。

　　圖2： ZVT：有源恢復(fù)電路

　　從理論上講,，因為所有的開關(guān)損耗都被消除,，零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）是功率因數(shù)校正（PFC）應(yīng)用最理想的拓?fù)洹４送?，不管輸入和輸出功率如何變化,，這種電路都能正常工作。然而,，在實際應(yīng)用中,，升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流對零壓轉(zhuǎn)換電路的影響非常明顯，致使電感和最小占空比都受到一定程度的限制,。因為小線圈L上的重置電流,，D2 的反向恢復(fù)電流包含高應(yīng)力電壓和寄生阻尼振蕩。最后,，PN二極管的動態(tài)特性影響零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路的總體能效,，因為這個晶體管的導(dǎo)通時間應(yīng)該增加，而且為降低半導(dǎo)體器件遭受的電應(yīng)力,，必須增加一個有損緩沖器,。

　　從成本上看，零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路需要增加一個功率MOSFET開關(guān)管和一個專用的PWM控制器,。雖然市面有多種不同的零壓轉(zhuǎn)換（ZVT）電路,，但是仍然無法克服上述技術(shù)難題，而且高昂的成本根本不適合大眾市場應(yīng)用,。因此,，無源恢復(fù)電路更有吸引力。

　　1.4.無源恢復(fù)電路

　　圖3所示電路是一個很好的無源恢復(fù)電路示例［4］,；只需另增兩個二極管和一個諧振電容,。

　　圖3：無源恢復(fù)電路

　　當(dāng)外部條件不變時，這個電路工作良好,。不過,，在功率因數(shù)校正應(yīng)用中設(shè)計這種電路難度很大，這是因為小線圈的重置電流受到升壓二極管的反向恢復(fù)電流和外部電氣條件的限制,。

　　盡管無損無源電路只需很少的元器件,，不幸地是因為技術(shù)原因,，這種電路在功率因數(shù)校正應(yīng)用中不可行。這個示例表明,，雖然電流緩沖法已被人們熟知,，但是在不影響前文提到的五大標(biāo)準(zhǔn)的前提下，通過使用電流緩沖法恢復(fù)小線圈L的能量是目前無法克服的技術(shù)挑戰(zhàn),。

　　2.BC²：能量恢復(fù)電路

　　這個創(chuàng)新的電路［1］是按照軟開關(guān)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計的,，如圖4所示，為恢復(fù)小線圈L貯存的電能,，在升壓線圈LB 附近新增兩個二極管 D1和D2 和兩個輔助線圈NS1和NS2 ,。

　　圖4：新型能量恢復(fù)電路：BC²

　　2.1.概念描述

　　當(dāng)晶體管導(dǎo)通時，線圈NS1 在主升壓線圈內(nèi)恢復(fù)升壓二極管DB的反向恢復(fù)電流IRM ,。因為交流輸入電壓調(diào)制LB電壓,，所以它也調(diào)制NS1上的反射電壓。此外,，這個輸入電壓還調(diào)制升壓二極管電流IDB及其相關(guān)的反向恢復(fù)電流IRM,。這些綜合調(diào)制過程讓流經(jīng)小線圈L的額外的反向恢復(fù)電流 IRM 在線圈NS1 內(nèi)重置，即便在最惡劣的情況下也是如此,。當(dāng)晶體管關(guān)斷時,，輔助線圈NS2把小線圈L的額外電流注入到輸出電容。線圈NS2 上的反射電壓與輸入電壓是一種函數(shù)關(guān)系,，當(dāng)交流線處于低壓時,，反射電壓達(dá)到最大值，與小線圈L的最大電流值對應(yīng),。這些綜合變化使流經(jīng)小線圈L的電流通過二極管D2 消失在體電容內(nèi),，即便在最惡劣的情況下也是如此。當(dāng)dI/dt 斜率（大約10 A/µs）較低時,，例如，在開關(guān)轉(zhuǎn)換器的斷續(xù)模式下,，這兩個附加線圈NS1和NS2 用于關(guān)斷二極管D1 和D2; 二極管的反向恢復(fù)電流不會影響電路特性,。我們可以說，這個概念“在電路內(nèi)回收電流”,，因此稱之為BC²,。

　　2.2. 相位時序描述

　　變壓比m1 和m2 是線圈NS1和NS2 分別與NP的比值。

　　相位 ［ t0前］

　　在t0前,，BC²電路的特性與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器的特性相同,。升壓二極管DB 導(dǎo)通，通過體電容器發(fā)射主線圈能量,。

　　相位 ［t0,， t1］

　　在t0時,，功率MOSFET導(dǎo)通，DB 的電流等于I0,。在t0+時,，電流軟開關(guān)啟動，即在零電流時,，功率MOSFET的電壓降至0V,，無開關(guān)損耗。在t0后,，流經(jīng)小線圈L的電流線性升高,，達(dá)到輸入電流I0和二極管反向恢復(fù)電流IRM的總合為止，而流經(jīng)DB 的電流線性降至-IRM,。

　　圖5 真實地描述了這些電流的變化,，并考慮到了m2 變壓比。下面是晶體管TR和升壓二極管DB的dI/dt簡化表達(dá)式 ：

　　此外,，在t0 +時,，功率MOSFET的固有電容COSS 被放電，電阻是晶體管的導(dǎo)通電阻RDS（on）,。與功率校正電路不同,，晶體管漏極上的電壓較低，因為VNS2反射電壓是從VOUT抽取的,，這個特性讓BC² 電路具有一個優(yōu)點,，在低輸出負(fù)荷時，可以節(jié)省電能,，利用下面的公式可以算出節(jié)省的電能：

　　因此,，BC² 還降低了關(guān)斷損耗。

　　相位［t1,， t2］

　　在t1+時,，升壓二極管DB 關(guān)斷，過流IRM被貯存小線圈內(nèi),，過流使DB 結(jié)電容線性放電,。同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化,，直到D1 二極管導(dǎo)通為止,。與此同時，過流IRM 被變壓比m1降低,，然后被發(fā)射到主線圈內(nèi),。

　　圖6：每相的等效電路

　　因此，流經(jīng)NS1的電流有助于給內(nèi)部線圈LB放電，同時交流電源電壓給線圈Np 施加偏壓,。因為根據(jù)下面公式計算的反射電壓VNS1的原因,，流經(jīng)D1 的電流IRM 降至0 A。

　　為保證斷續(xù)模式下的軟開關(guān)操作,，流經(jīng)D1的電流在t3前達(dá)到0 A,。因為當(dāng)正弦周期內(nèi)的Vmains電壓達(dá)到最高值時，IRM電流達(dá)到最高值,，所以tD1_ON 時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用/此外,，為消除二極管D1 的反向恢復(fù)電流效應(yīng)，因為反射電壓VNS1低的原因,，必須使dI/dt_D1 總是保持低斜率,，通過下面公式計算dI/dt_D1：

　　不幸地是，在這個相位期間,，升壓二極管DB被施加一個高反向電壓：

　　這個特性要求這種應(yīng)用增加一個二極管,，為此，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個優(yōu)化的二極管,，使IRM 電流值與擊穿電壓達(dá)到精確平衡,。

　　相位［t2， t3］

　　在t2時,，D1二極管的電流達(dá)到0 A,，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器。當(dāng)功率晶體管保持通態(tài)時,，在t3點,，主LB 線圈內(nèi)和小L線圈內(nèi)的電流上升到I1。

　　相位 ［t3,， t4］

　　在t3時,，功率晶體管關(guān)斷。這時,，COSS電容電壓被小線圈L內(nèi)貯存的電流線性充電,，直到二極管D2導(dǎo)通為止；在關(guān)斷期間,，功率開關(guān)上沒有過壓應(yīng)力,。

　　同時，主線圈上的電壓極性發(fā)生變化,，直到DB 二極管導(dǎo)通為止,。一旦所有的二極管一起導(dǎo)通,，輸出電流按圖5所示的方式配流,。因為NS2的反射電壓的原因，D2 的電流從I1開始降至0 A，dI/dt斜率較低,。相反,，在t4時，DB 的電流升到標(biāo)稱值,。

　　這種配流有利于BC²電路,。事實上，在交流電壓較低的功率因數(shù)校正應(yīng)用（例如90 VRMS）中,，最高增強(qiáng)電流是在二極管DB 和D1之間機(jī)械分配,。因此，整流階段的導(dǎo)通損耗得到改進(jìn),。下面是反射電壓VNS2 和D2 導(dǎo)通時間的計算公式：

　　tD2_ON時間趨勢支持功率因數(shù)校正應(yīng)用,，因為Vmains 電壓最低時，I1 電流最大,。因此,，即變在惡劣的條件下，例如,，最低Vmains電壓下的高輸出負(fù)載電流,，BC²電路仍然能夠保證斷續(xù)模式。此外,，為消除二極管D2的反向恢復(fù)電流效應(yīng),，因為反射電壓VNS2低的原因，必須使dI/dt_D2 總是保持低斜率,，通過下面公式計算dI/dt_D2：

　　相位 ［t4,， t5］

　　在t4時，D2二極管的電流達(dá)到0 A,，BC²變成一個傳統(tǒng)的功率升壓轉(zhuǎn)換器,，只有升壓二極管DB 導(dǎo)通。因為NS2上的反射電壓的原因,，功率開關(guān)管的電壓低于 Vout,。因此，COSS電容在體電容內(nèi)放電,。在t0時,，晶體管導(dǎo)通，節(jié)能電能,。

　　2.3. BC²電路上的電壓應(yīng)力

　　表1列出了每個相位對應(yīng)的最大電壓,。

　　表1:BC²上的最大反向電壓

　　BC²電路需要使用一個擊穿電壓高于600V的特殊二極管。此外,，還需要優(yōu)化二極管的反向恢復(fù)電流,，以防功率晶體管在［t1-t2］相位遭受較高的電流,。

　　意法半導(dǎo)體研制出BC²電路專用的3A、5A,、8A,、10A和16A的二極管，這些二極管采用不同類型的封裝（直插,、通孔或貼裝）,。

　　意法半導(dǎo)體推出了在一個封裝內(nèi)嵌入兩支二極管（圖4中的DB和D2）的新產(chǎn)品（STTH10BC065CT和STTH16BC065CT），新產(chǎn)品的額定反向電壓值達(dá)到650V,，散熱器用二極管與標(biāo)準(zhǔn)功率因數(shù)校正器用二極管完全相同,。

　　為保持這個散熱器配置，意法半導(dǎo)體開發(fā)出續(xù)流二極管D1（STTH3BCF060 and STTH5BCF060）,，該產(chǎn)品采用貼裝或直插式封裝,，以便將其焊接在印刷電路板上。

　　針對大功率轉(zhuǎn)換器,，意法半導(dǎo)體開發(fā)出獨立的采用通孔封裝的DB 和D2 二極管（STTH8BC065DI 和STTH8BC060D）,。

　　詳情聯(lián)系當(dāng)?shù)氐囊夥ò雽?dǎo)體銷售處。

　　2.4. 計算m2 和m1 變壓比

　　為在［t1-t2］和［t3-t4］時序期間符合斷續(xù)模式,，圖5所示的時間參數(shù)td1和td2應(yīng)總是正值,。根據(jù)典型連續(xù)導(dǎo)通模式（CCM）功率因數(shù)校正規(guī)則和tD1_ON 和tD2_ON 表達(dá)式，確定變壓比條件m1 和 m2 不是難事,。

　　其中PIN 是功率因數(shù)校正器的輸入功率,，F(xiàn)s是開關(guān)頻率；VmainsRMS 是RMS電壓最大值,；IRMmax是在導(dǎo)通dI/dt和最高工作結(jié)溫條件下的反向恢復(fù)電流最大值,。

　　2.5.小線圈L的電感計算

　　小線圈L的額定電感有幾種計算方式。例如,，導(dǎo)通dI/dt的額定值可能是50 A/µs,；然后，根據(jù)二極管DB的IRM值計算變壓比m2和m1,。不過,，要想滿足設(shè)計規(guī)則，DB的反向電壓VRDB_reverse不得超過VRRM的75%,，75% x 650 = 487 V,；如果VRDB_reverse高于 487 V，就應(yīng)該降低小線圈L的電感值,；因此,，也應(yīng)該提高小線圈L的dI/dt值和DB二極管的 IRM 值。因此,，使VRDB_reverse低于 487 V,，必須重新計算m1和m2 變壓比,。但是這種計算方法未能優(yōu)化小線圈L的電感及其尺寸。一個良好的方法最終應(yīng)使小線圈的尺寸最小化,。意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個考慮以下所有參數(shù)的軟件工具：DB二極管的IRM 與電流斜率dI/dt和結(jié)溫TJ對比、線圈L電感公差,、導(dǎo)通功率損耗,。這個軟件工具的研發(fā)目的是幫助設(shè)計人員根據(jù)應(yīng)用條件選擇最佳的電感。表2列出了兩個采用BC²概念的功率因數(shù)校正應(yīng)用示例,。

　　表2：用于不同類型功率因數(shù)校正器的L線圈的電感和尺寸

　　3.450W功率因數(shù)校正器的BC²電路設(shè)計

　　為展示BC²電路的優(yōu)點,，意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個90- 264 VmainsRMS 的通用系列450 W功率因數(shù)校正器，該系列產(chǎn)品采用硬開關(guān)模式和一個標(biāo)準(zhǔn)均流式 PWM控制器,。我們從導(dǎo)通特性,、能效和熱測量三個方面對BC2電路與8A碳化硅肖特基二極管進(jìn)行了對比。

　　3.1.BC²設(shè)計

　　在評估BC²電路時我們使用了專用二極管,，DB采用STTH8BC065DI,，D2采用STTH8BC060D，D1采用STTH5BCF060,，如圖4所示,。軟件給出了小線圈L的電感、變壓比m1和m2 與開關(guān)頻率的對比值,，如表3所示,。

　　表3:NS1、NS2 和L與Fs對比值

　　3.2.BC²電路的典型波形

　　圖7 所示是200 kHz功率因數(shù)校正器的典型BC²波形,。 每次功率MOSFET導(dǎo)通時,，就會發(fā)生一次電流軟開關(guān)操作。

　　這條曲線突出表明D1 和D2 二極管總是處于斷續(xù)模式,；D1 恢復(fù)DB的IRM電流,；而D2 通過功率因數(shù)校正體電容發(fā)送小線圈L貯存的電流。如前文所述,，在［t0-t1］和［t4-t5］相位,，一旦D2 關(guān)斷，功率晶體管的漏極電壓立即降低,，關(guān)斷損耗被消除,。

　　圖7:Fs = 200 kHz時的典型 BC² 波形

　　3.3. 能效比較

　　我們在兩個Vmains電壓和140 kHz開關(guān)頻率條件對BC²和SiC二極管進(jìn)行了能效比較，如圖8 （230 VRMS） 和圖9 （90 VRMS）所示,。當(dāng)電源電壓230 VRMS時,，在全負(fù)載條件下，BC²電路比8A碳化硅整流管省電2.25 W,，在100W時省電1 W,。

　　在低負(fù)載條件下,，如［t0-t1］相位所述，因為BC²關(guān)斷損耗比碳化硅二極管低,，NS2 產(chǎn)生的反射電壓仍能提高BC²的能效,。

　　一旦功率因數(shù)校正器進(jìn)入斷續(xù)模式（<100 W），碳化硅二極管與BC²電路的能效相同,，如圖8所示,。

　　圖8：在230 VRMS時的能效對比

　　在90 VRMS電壓時，軟開關(guān)法的優(yōu)點加上COSS 放電節(jié)省的電能好處進(jìn)一步加強(qiáng)了BC²電路的優(yōu)點,。在450W輸出功率時,，BC²比碳化硅二極管省電5.4 W，在低負(fù)載下,，因為無關(guān)斷損耗,，BC²比碳化硅二極管省電1.7%。

　　圖9：在90 VRMS時的能效對比

　　圖10：在VmainsRMS = 90 V時,，450 W功率因數(shù)校正器的三個不同的輸出功率和三個開關(guān)頻率的能效對比

　　圖10 突出了BC²電路軟開關(guān)法和COSS 放電省電的優(yōu)勢,，特別是在低負(fù)載下這種優(yōu)勢更加明顯。

　　3.4.熱測量

　　電流軟開關(guān)法能夠降低開關(guān)晶體管的功率損耗,，圖11所示是在一個功率因數(shù)校正應(yīng)用中,，BC²解決方案與碳化硅二極管在功率MOSFET晶體管上產(chǎn)生的溫度差（18 °C）。

　　如果功率MOSFET晶體管的工作結(jié)溫相同,，（Tj（avg））BC²解決方案可以讓散熱器變得更小,。

　　這樣，節(jié)省的空間抵消了BC²電路的小線圈L所占的空間,。因此,，BC²電路擁有與碳化硅二極管解決方案相同的功率密度。

　　雖然采用熱優(yōu)化技術(shù),，但是,，當(dāng)功率MOSFET的RDS（on）導(dǎo)致結(jié)溫Tj（avg） 上升到 90 °C時，采用BC²的解決方案的能效略有降低,，不過BC²概念的能效還是高于碳化硅二極管,。因此，在圖11和圖9所 示的90 VRMS能效比較中,，應(yīng)該從Pout x ［1/（SiC_efficiency） – 1/（BC²_ efficiency）］= 5.4 W的省電數(shù)值中扣除 0.75 W,。

　　總之，BC²電路的功率密度和能效均優(yōu)于碳化硅二極管,。

　　圖11：溫度測比較

　　另一種優(yōu)化BC²概念的方法是縮減功率MOSFET晶體管的有效面積,，獲得與碳化硅二極管相同的能效。

　　在圖11所給的示例中,，至少可以去除一個功率 MOSFET開關(guān)管,。這樣,，隨著導(dǎo)通電阻RDS（on） 增加，開關(guān)管的功率損耗不必再乘以2,。實際上,，整體功率損耗降低的另一個原因是MOSFET等效電容COSS 也被削減一半。

　　在圖11的示例中,，一個導(dǎo)通電阻RDS（on）小于0.46 ?的,、輸出功率450 W的功率MOSFET與一個碳化硅二極管和兩個并聯(lián)功率MOSFET的結(jié)構(gòu)的能效相同。

　　這個功耗優(yōu)化方法對大眾市場應(yīng)用有吸引力：BC²解決方案應(yīng)考慮到意法半導(dǎo)體的能效概念和節(jié)省一支功率MOSFET,。

　　BC²概念的成本效益高于碳化硅二極管解決方案。

　　3.5.BC²設(shè)計工具

　　意法半導(dǎo)體開發(fā)出一個軟件工具,，能夠幫助設(shè)計人員根據(jù)電源規(guī)格快速確定BC²拓?fù)涞囊?guī)格,。

　　圖12:BC²設(shè)計工具

　　該軟件設(shè)計工具可以提供微型線圈和主功率因數(shù)校正器的輔助線圈的參數(shù)、二極管選型和功率MOSFET的RDS（on）,。還可算出每個組件的功率損耗,，并與使用一個碳化硅二極管的功率因數(shù)校正器對比。

　　4.結(jié)論

　　BC²電路使用一個軟開關(guān)法,，通過一個獨特的無損恢復(fù)電路幫助電源設(shè)計人員實現(xiàn)最高能效目標(biāo),。

　　意法半導(dǎo)體推出了BC2²概念專用二極管，以提高連續(xù)導(dǎo)通功率因數(shù)校正器（CCM PFC）的性能,，如表4所示,。

　　表4:BC²電路在450 W 140 kHz功率因數(shù)校正器中的優(yōu)點

　　此外，把BC²概念用于大眾市場和高端功率因數(shù)校正器是設(shè)計人員支持現(xiàn)有市場能效推薦標(biāo)準(zhǔn)的理想選擇,，例如,，在電源額定功率20%、50%和100%負(fù)載下能效高于80%的銅牌,、銀牌和金牌80 Plus能效標(biāo)準(zhǔn),。

　　此外，BC2及其功率組件特別適用于升壓或降壓轉(zhuǎn)換器,，這兩種器件是太陽能逆變器或計算機(jī)和電信設(shè)備的開關(guān)電源（SMPS）的常用功率器件,。

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