隨著無線通訊系統(tǒng)的迅速發(fā)展，對高效率射頻功率放大器的需求逐漸增加,。如何提高功率放大器的工作效率已成為一個重要課題,。為提高效率，研究人員將大量精力專注于放大器的工作模式上,，例如D類,，E類，F(xiàn)類和逆F類功率放大器,。F類和逆F類兩種模式的高效率功率放大器在近幾年成為研究焦點,。文獻中采用F類工作模式效率達到75％，文獻中采用逆F類工作模式效率達到80％,。兩者均采用GaN功率管CGH400 10,，其1 dB壓縮點輸出功率約為10 W，不能滿足大輸出功率的要求。
針對1 dB壓縮點輸出功率為45 W的功率管CGH40045進行設(shè)計,，分別設(shè)計出F類和逆F類兩款功率放大器,，對兩種模式的功率放大器漏極效率進行比較，并對兩款功放的效率差異從理論和仿真兩方面做出了定量分析,。
1 理論分析
圖1為F類和逆F類功率放大器漏極輸出端理想電壓和電流的時域波形,。F類功放的漏極端電流為半正弦波，電壓為方波,；相反的逆F類功放的漏極端電流為方波,，電壓為半正弦波。兩者相反的漏極電壓和電流波形對放大器的效率會產(chǎn)生不同的影響,，以下是在理想情況下分別計算兩種放大器工作效率,，兩種波形都可以通過傅里葉級數(shù)展開式展開，從而可以方便地對直流信號,、基波信號和各次諧波信號進行分析,。
首先分析F類功率放大器，將其電壓和電流波形通過傅里葉級數(shù)展開,，各變量如圖1所示,。
根據(jù)傅里葉展開式分別計算出直流信號的功率和基波信號的功率，從而求出F類功率放大器的效率,，其中,，Ron為晶體管導(dǎo)通內(nèi)阻。
分析逆F類功率放大器,，將其電壓和電流波形通過傅里葉級數(shù)展開,，各變量如圖1所示。
根據(jù)F類計算效率的方法,，同理可得逆F類功率放大器的效率
從式(5)和式(10)可以看出,，當(dāng)V0=V0’時，兩種模式的功率放大器的效率因電流imax和i’max的不同而產(chǎn)生差異,。如果晶體管的導(dǎo)通電阻Ron為零,，則兩種模式功率放大器的效率都將達到100％。然而現(xiàn)實中的功率管,，都存在一定的導(dǎo)通內(nèi)阻,，當(dāng)Ron存在時，兩種模式的功率放大器的效率會產(chǎn)生怎樣的差異,。
為研究這種差異,，需要有相同的輸出功率和相同的偏置點，即P1=P1’,，V0=V0’,。由式(4)和式(9)可以列出一個關(guān)于i’max的方程,，解此方程可以得到
再將此結(jié)果帶到式(10)，可得到一個η’關(guān)于imax的函數(shù)表達式,。在此,，假設(shè)V0=28 V，imax=6 A,，將值代入式(5)和式(10)中,，利用Matlab繪出η和η’關(guān)于Ron的變化曲線，如圖2所示,。由圖可以看出,，隨著Ron的增加，逆F類功率放大器比F類功率放大器有著更好的效率,，并且針對每個Ron的值,，對兩種模式效率的差異給出了定量的計算結(jié)果。
2 方案設(shè)計
為在功率管漏極端獲得圖1所示的兩種模式放大器的所需波形,，需要對漏極輸出端的所有諧波阻抗進行控制,。通過式(1)和式(2)可以看出，要實現(xiàn)F類功率放大器需要的方波電壓和半正弦波電流,，需要在漏極端實現(xiàn)電壓的奇次諧波疊加,，電流的偶次諧波疊加。同理,，通過式(6)和式(7)可以看出,，要實現(xiàn)逆F類功率放大器需要的半正弦波電壓和方波電流，需要在漏極端實現(xiàn)電壓的偶次諧波疊加,，電流的奇次諧波疊加,，可以通過在輸出端加入整形電路實現(xiàn)。F類功率放大器的輸出端電路要滿足式(12),，逆F類功率放大器的輸出端電路要滿足式(13),。
然而，在現(xiàn)實應(yīng)用中對所有諧波進行控制顯然不可能,，一般在工程應(yīng)用中,，只要控制好二次和三次諧波即可,?？刂聘嗟闹C波就會增加電路的復(fù)雜性，也不會對性能有明顯提高,。F類輸出端整形電路如圖3所示,，逆F類輸出端整形電路如圖4所示，通過整形二,、三次諧波阻抗分別滿足F類與逆F類功率放大器的阻抗要求,。采用電磁仿真軟件對功率管和整形電路整體進行負(fù)載牽引設(shè)計,，找出在輸出端基波的最優(yōu)輸出阻抗值。通過后端的附加匹配網(wǎng)絡(luò)將整體電路匹配到50Ω標(biāo)準(zhǔn)阻抗,。
3 仿真結(jié)果分析
根據(jù)上述電路結(jié)構(gòu)分別設(shè)計F類和逆F類功率放大器,，功率管采用Cree公司的45 W GaN功率管CGH40045，其導(dǎo)通電阻Ron=0．3 Ω,。為對兩種功率放大器效率做出客觀真實的比較,，各方面參數(shù)應(yīng)盡量保持一致，基板均采用Rogers公司的R05870,，基板厚度為0．79 mm,。工作偏置點選為VDS=28 V，VGS=-2．5 V,，工作頻率1．5 GHz,。
圖5和圖6為F類功率放大器與逆F類功率放大器增益和輸出功率隨輸入功率變化的曲線。圖5為兩者的增益圖,，從圖中可以看出,，兩者的增益基本相等，線性區(qū)增益約為16．5 dBm,。圖6為兩者的輸出功率,，從圖中可以看出，兩者的輸出功率變化曲線基本吻合,，最大輸出功率約為55 W,，在P1dB點處輸出功率約為45W。
在增益和輸出功率相等的前提下,，進行漏極效率的比較,，圖7為F類功率放大器和逆F類功率放大器，工作在1.5 GHz時的漏極效率隨輸入功率變化的曲線,。由圖中曲線可以看出,，逆F類功率放大器在輸入40 dBm時，漏極效率達到最大值91.8％,，同時F類功率放大器的漏極效率為89.3％,。從圖2可以看出，當(dāng)Ron為0．3 Ω時,，逆F類效率為96％,，F(xiàn)類效率為93．6％。由于現(xiàn)實中無法實現(xiàn)理想的方波和半正弦波信號,，因此仿真結(jié)果與計算結(jié)果有一定差異,，但兩種模式之間的效率差異基本相等，證實了理論計算和仿真是一致的,。
4 結(jié)束語
通過理論計算得出,，在相同的工作偏置點和輸出功率下,，因為功率管導(dǎo)通電阻的存在，逆F類功率放大器比F類功率放大器有更高的效率,，并且隨著導(dǎo)通電阻Ron的增加,，這種差異也隨之?dāng)U大。而針對GaN功率管CGH40045,，分別設(shè)計了工作頻率在1．5 GHz的逆F類功率放大器和F類功率放大器,，仿真結(jié)果與理論分析一致。