1 引言
開關(guān)電源是利用現(xiàn)代電力電子技術(shù)，控制開關(guān)晶體管開通和關(guān)斷的時(shí)間比率，維持穩(wěn)定輸出電壓的一種電源,。從上世紀(jì)90年代以來開關(guān)電源相繼進(jìn)入各種電子,、電器設(shè)備領(lǐng)域，計(jì)算機(jī),、程控交換機(jī),、通訊、電子檢測設(shè)備電源,、控制設(shè)備電源等都已廣泛地使用了開關(guān)電源,。隨著電源技術(shù)的發(fā)展，低電壓,，大電流的開關(guān)電源因其技術(shù)含量高,，應(yīng)用廣，越來越受到人們重視,。在開關(guān)電源中,，正激和反激式有著電路拓?fù)浜唵危斎胼敵鲭姎飧綦x等優(yōu)點(diǎn),，廣泛應(yīng)用于中小功率電源變換場合,。跟反激式相比，正激式變換器變壓器銅損較低,，同時(shí),，正激式電路副邊紋波電壓電流衰減比反激式明顯，因此,，一般認(rèn)為正激式變換器適用在低壓,，大電流，功率較大的場合,。
2 基本技術(shù)
2.1 有源鉗位技術(shù)
正激DC/DC變換器其固有缺點(diǎn)是功率晶體管截止期間高頻變壓器必須磁復(fù)位,。以防變壓器鐵心飽和，因此必須采用專門的磁復(fù)位電路,。通常采用的復(fù)位方式有三種,，即傳統(tǒng)的附加繞組法、RCD鉗位法,、有源鉗位法,。三種方法各有優(yōu)缺點(diǎn)：磁復(fù)位繞組法正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是技術(shù)成熟可靠，磁化能量可無損地回饋到直流電路中去,，可是附加的磁復(fù)位繞組使變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜化,變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰需要RC緩沖電路來抑制,，占空比D<0.5，功率開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力與輸入電源電壓成正比,。RCD鉗位正激變換器的優(yōu)點(diǎn)是磁復(fù)位電路簡單,，占空比D可以大于0.5,，功率開關(guān)管承受電壓應(yīng)力較低,但大部分磁化能量消耗在鉗位電阻中，因此它一般適用于變換效率不高且價(jià)廉的電源變換場合,。有源鉗位技術(shù)是三種技術(shù)中效率最高的技術(shù),，它的電路圖如圖1所示，工作原理如圖2所示,。在 DT時(shí)段之前,，開關(guān)管S1導(dǎo)通，激磁電流iM為負(fù),，即從Cr通過S1流向Tr,，在DT階段，開關(guān)管S的驅(qū)動脈沖ugs使其導(dǎo)通,，同時(shí)ugs1=0,，使S1 關(guān)斷，在Vin的作用下,，激磁電流由負(fù)變正,，原邊功率通過變壓器傳到副邊，給輸出端電感L充電,；在（1－D）T時(shí)段,，ugs=0，S關(guān)斷,，ugs1到來使 S1導(dǎo)通,，iM通過S1的反并二極管向Cr充電，在Cr和Tr漏感構(gòu)成的諧振電路的作用下,，iM由正變負(fù),，變壓器反向激磁。從以上分析中可以看出：有源鉗位正激變換器變壓器鐵心工作在雙向?qū)ΨQ磁化狀態(tài),，提高了鐵心利用率,，鉗位電容的穩(wěn)態(tài)電壓隨開關(guān)占空比而自動調(diào)節(jié)，因而占空比可大于50％,；Vo一定時(shí),，主開關(guān)、輔助開關(guān)應(yīng)力隨Vin的變化不大,；所以,，在占空比和開關(guān)應(yīng)力允許的范圍內(nèi)，能夠適應(yīng)較大輸入電壓變化范圍的情況,。不足之處是增加了一個(gè)管子,，使得電路變得復(fù)雜。

圖1  有源鉗位同步整流正激式電路圖

圖2  有源鉗位電路工作原理圖

2.2 同步整流技術(shù)
在低電壓大電流功率變換器中,，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流由于其正向?qū)▔航荡螅ǖ蛪汗瓒O管正向壓降約0.7V,，肖持基二極管正向壓降約 0.45V,，新型低電壓肖特基二極管可達(dá)0.32V)，整流損耗成為變換器的主要損耗,，無法滿足低電壓大電流開關(guān)電源高效率,小體積的需要。
MOSFET導(dǎo)通時(shí)的伏安特性為一線性電阻,，稱為通態(tài)電阻RDS,，低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：IRL3102(20V,，61A),、 IRL2203S(30V,116A)、IRL3803S(30V,100A)通態(tài)電阻分別為0.013Ω,、0.007Ω和0.006Ω,，它們在通過 20A電流時(shí)，通態(tài)壓降不到0.3V,。另外,，功率MOSFET開關(guān)時(shí)間短,輸入阻抗高，這些特點(diǎn)使得MOSFET成為低電壓大電流功率變換器首選的整流器件,。功率MOSFET是一種電壓型控制器件,，它作為整流元件時(shí)，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能,，故稱為同步整流電路,。圖1為典型的降壓型“同步”開關(guān)變換器電路(當(dāng)電路中無SR時(shí)，為“普通”的降壓型開關(guān)變換器電路),。

3 電路的設(shè)計(jì)
所設(shè)計(jì)的電源參數(shù)如下：輸入電壓為50(1±10％)V,輸出電壓為3.3V,電流為20A,工作頻率為100kHz,。
采用的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。由于有源鉗位采用的是FLYBACK型鉗位電路,，它的鉗位電容電壓為：
Vc=Vin
所選用的控制IC芯片為UC3844,，它的最大占空比為50％，所以電容上的電壓最大為Vin,，電容耐壓為60V以上,，只要選取足夠大即可保證電路能正常工作，本電路所選取的鉗位電容為47μF/100V,。
有源鉗位管S1的驅(qū)動必須跟變壓器原邊的地隔離開,，而且S1的驅(qū)動信號必須跟開關(guān)管S驅(qū)動信號反相，使用UCC3580可以實(shí)現(xiàn)兩個(gè)管子的驅(qū)動,，可是這個(gè)芯片并不常見,，因而這里選用UC3844跟IR2110組合。UC3844出來的控制信號用來作為IR2110的低端輸入,，其反相信號作為IR2110的高端輸入,，IR2110的高端驅(qū)動通過內(nèi)部自舉電路來實(shí)現(xiàn)隔離,。這樣，我們就達(dá)到了驅(qū)動兩個(gè)開關(guān)管的目的,。
在輸出整流電路中,，當(dāng)續(xù)流二極管（即SR的反并二極管）受正向電壓導(dǎo)通時(shí)，應(yīng)及時(shí)驅(qū)動SR導(dǎo)通,，以減小壓降和損耗,。但為了避免SR與SR1同時(shí)導(dǎo)通，造成短路事故,，必須有“死區(qū)”時(shí)間,，這時(shí)仍靠二極管D導(dǎo)通。SR的開關(guān)瞬時(shí)要與續(xù)流二極管的通斷瞬時(shí)密切配合,，因此對開關(guān)速度要求很高,。另外，從成本綜合考慮,，選用IRL3102,。
變壓器的設(shè)計(jì)跟一般正激式變換器變壓器設(shè)計(jì)差不多，只是要考慮同步整流管的驅(qū)動,。所選用的同步整流管的驅(qū)動開通電壓為4V左右,，電路輸出電壓為3.3V，輸出端相當(dāng)于一個(gè)降壓型電路,，占空比最大為0.5,，所以變壓器副邊電壓至少為6.6V。因?yàn)镸OSFET的柵－源間的硅氧化層耐壓有限,，一旦被擊穿則永久損壞,，所以實(shí)際上柵－源電壓最大值在20～30V之間，如電壓超過20V,，應(yīng)該在柵極上接穩(wěn)壓管,。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形分析
開關(guān)管S1和S的Uds波形如圖3所示，RefA為S管壓降波形,，50V/div,，RefB為S1管壓降波形，50V/div,。電路此時(shí)工作在Vin= 60V左右,，S1和S的開關(guān)應(yīng)力大概為120V，D=0.5左右,。圖4為變壓器輸出電壓,，也就是同步整流管SR1和SR的驅(qū)動信號，正的部分為SR的驅(qū)動信號,，負(fù)的部分為SR1的驅(qū)動信號,。實(shí)驗(yàn)所得波形和分析的波形基本吻合,，只是在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，電壓有小尖峰,，這是由電路的雜散參數(shù)引起的,。該電路的工作效率經(jīng)過測量大約在90％左右，基本達(dá)到設(shè)計(jì)的要求,。

圖3  開關(guān)管S和S1的uds波形

圖4  同步整流管的驅(qū)動波形

5 結(jié)語
3.3V/20A的開關(guān)電源的設(shè)計(jì)表明,，有源逆變加同步整流電路用在低壓大電流的正激式電路設(shè)計(jì)中，不加PFC電路時(shí),，能夠取得很高的效率,。