DC/DC轉(zhuǎn)換器的設(shè)計頻率越來越快,，目的是減小輸出電容和電感的尺寸，以節(jié)省電路板空間,。正因如此,，現(xiàn)在市場上出現(xiàn)越來越多工作在高輸入電壓下的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其可提供線壓瞬態(tài)保護,，更低的占空比使更快頻率下難以達到更低的電壓,。許多電源集成電路制造廠商（IC）正在積極推銷高頻DC/DC轉(zhuǎn)換器，聲稱可以減少電路板空間占用,。工作在1MHz或者2MHz下的DC/DC轉(zhuǎn)換器似乎是一個好主意,，但開關(guān)頻率對電源系統(tǒng)產(chǎn)生的影響遠不止體積和效率兩方面。本文介紹了幾個設(shè)計實例,，說明在高頻下開關(guān)存在的一些好處和挑戰(zhàn),。
應用選擇
為了說明使用高開關(guān)頻率的權(quán)衡過程，我們設(shè)計了三個獨立電源,，其工作頻率分別為100,、300和750 kHz。所有這三種設(shè)計,，輸入電壓均為48V,，輸出電壓均為5V，而輸出電流均為1A,。這些要求常用于為一個5-V邏輯USB,，或者為其它DC/DC轉(zhuǎn)換器使用的中頻通用5-V總線供電，例如：低壓降穩(wěn)壓器等,。若想建立一些設(shè)計限制,，所選允許紋波電壓需為50mV，其約為輸出電壓的1%,；同時選擇使用0.5 A的峰至峰電感電流,。德州儀器TPS54160是一種集成MOSFET的2.5-MHz、60-V,、1.5-A降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器,，用作所有設(shè)計的穩(wěn)壓器。TPS54160特有外部補償和快速可編程頻率,，適用于一些高輸入電壓的工業(yè)應用,。
電感和電容選擇
根據(jù)下列四個簡化公式，選擇每種情況的電感和電容：
電感選擇
（1a）
可重寫為：
（1b）
其中,，D（占空比）=5 V/48 V=0.104,，且△I = 0.5 A峰至峰。
電容選擇
I= C x dv/dt （2a）
可重寫為：
（2b）
其中，△I = 0.5 A峰至峰,，且△V=50 mV,。
就方程式2b而言，我們假設(shè)所選電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）忽略不計,，陶瓷電容便是如此,。我們選擇陶瓷電容，用于所有三種設(shè)計,，原因是其低電阻和小尺寸,。方程式2b分子的乘數(shù)2表明DC偏壓相關(guān)電容下降情況，原因是大多數(shù)陶瓷電容的數(shù)據(jù)表中都沒有說明這一效應,。
圖 1 TPS54160 參考示意圖
圖1所示電路用于評估實驗臺上每種設(shè)計的性能,。示意圖中沒有值的一些組件，為設(shè)計中修改了的組件,。輸出濾波器由L1和C2組成,。所有三種設(shè)計的組件值都列舉在表1中，這些值的選擇是基于方程式1a到2b的結(jié)果,。注意,，每個電感的DC電阻隨頻率增加而減小。這是因為較少的匝數(shù)所需的銅長度更短,。我們單獨為每個開關(guān)頻率設(shè)計了誤差放大器補償組件,。選擇補償值的計算方法，超出了本文討論的范圍,。
最小“導通”時間
最小可控“導通”時間限制是DC/DC轉(zhuǎn)換器IC的一個特點,，其為脈寬調(diào)制（PWM）電路的最窄可達脈寬。在降壓轉(zhuǎn)換器中,，開關(guān)周期期間功率MOSFET導通的時間百分比被稱作占空比,，其等于輸出電壓與輸入電壓的比。使用TPS54160轉(zhuǎn)換器時,，占空比為0.104（4 V/48 V）,，而數(shù)據(jù)表中列出的最小“導通”時間為130 ns?？煽孛}寬限制產(chǎn)生一個最小可達占空比,，而用最小“導通”時間乘以開關(guān)頻率，我們可以輕松地計算出該占空比的大小,。一旦知道了最小占空比,，利用VIN乘以最小占空比，我們便可以計算出最低可達輸出電壓,。最低輸出電壓同樣也受轉(zhuǎn)換器基準電壓的限制，使用TPS54160時其為0.8V。
本例中,，我們可以通過750-kHz開關(guān)頻率來產(chǎn)生一個5-V輸出電壓（參見表2）,。但是，如果該頻率為1 MHz,，則最低可能輸出電壓被限制為約6V,；否則，DC/DC轉(zhuǎn)換器會跳過脈沖,。替代方法是降低輸入電壓或者頻率,。在選擇某個開關(guān)頻率以前，你最好是先查看DC/DC轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)表,，了解保證最小可控“導通”時間,。
DC/DC轉(zhuǎn)換器的設(shè)計頻率越來越快，目的是減小輸出電容和電感的尺寸,，以節(jié)省電路板空間,。正因如此，現(xiàn)在市場上出現(xiàn)越來越多工作在高輸入電壓下的DC/DC轉(zhuǎn)換器,，其可提供線壓瞬態(tài)保護,，更低的占空比使更快頻率下難以達到更低的電壓。許多電源集成電路制造廠商（IC）正在積極推銷高頻DC/DC轉(zhuǎn)換器,，聲稱可以減少電路板空間占用,。工作在1MHz或者2MHz下的DC/DC轉(zhuǎn)換器似乎是一個好主意，但開關(guān)頻率對電源系統(tǒng)產(chǎn)生的影響遠不止體積和效率兩方面,。本文介紹了幾個設(shè)計實例,，說明在高頻下開關(guān)存在的一些好處和挑戰(zhàn)。
應用選擇
為了說明使用高開關(guān)頻率的權(quán)衡過程,，我們設(shè)計了三個獨立電源,，其工作頻率分別為100、300和750 kHz,。所有這三種設(shè)計,，輸入電壓均為48V，輸出電壓均為5V,，而輸出電流均為1A,。這些要求常用于為一個5-V邏輯USB，或者為其它DC/DC轉(zhuǎn)換器使用的中頻通用5-V總線供電,，例如：低壓降穩(wěn)壓器等,。若想建立一些設(shè)計限制，所選允許紋波電壓需為50mV,，其約為輸出電壓的1%,；同時選擇使用0.5 A的峰至峰電感電流,。德州儀器TPS54160是一種集成MOSFET的2.5-MHz、60-V,、1.5-A降壓DC/DC轉(zhuǎn)換器,，用作所有設(shè)計的穩(wěn)壓器。TPS54160特有外部補償和快速可編程頻率,，適用于一些高輸入電壓的工業(yè)應用,。
電感和電容選擇
根據(jù)下列四個簡化公式，選擇每種情況的電感和電容：
電感選擇
（1a）
可重寫為：
（1b）
其中,，D（占空比）=5 V/48 V=0.104,，且△I = 0.5 A峰至峰。
電容選擇
I= C x dv/dt （2a）
可重寫為：
（2b）
其中,，△I = 0.5 A峰至峰,，且△V=50 mV。
就方程式2b而言,，我們假設(shè)所選電容的等效串聯(lián)電阻（ESR）忽略不計,，陶瓷電容便是如此。我們選擇陶瓷電容,，用于所有三種設(shè)計,，原因是其低電阻和小尺寸。方程式2b分子的乘數(shù)2表明DC偏壓相關(guān)電容下降情況,，原因是大多數(shù)陶瓷電容的數(shù)據(jù)表中都沒有說明這一效應,。
圖 1 TPS54160 參考示意圖
圖1所示電路用于評估實驗臺上每種設(shè)計的性能。示意圖中沒有值的一些組件,，為設(shè)計中修改了的組件,。輸出濾波器由L1和C2組成。所有三種設(shè)計的組件值都列舉在表1中,，這些值的選擇是基于方程式1a到2b的結(jié)果,。注意，每個電感的DC電阻隨頻率增加而減小,。這是因為較少的匝數(shù)所需的銅長度更短,。我們單獨為每個開關(guān)頻率設(shè)計了誤差放大器補償組件。選擇補償值的計算方法,，超出了本文討論的范圍,。
最小“導通”時間
最小可控“導通”時間限制是DC/DC轉(zhuǎn)換器IC的一個特點，其為脈寬調(diào)制（PWM）電路的最窄可達脈寬,。在降壓轉(zhuǎn)換器中,，開關(guān)周期期間功率MOSFET導通的時間百分比被稱作占空比，其等于輸出電壓與輸入電壓的比,。使用TPS54160轉(zhuǎn)換器時,，占空比為0.104（4 V/48 V）,，而數(shù)據(jù)表中列出的最小“導通”時間為130 ns?？煽孛}寬限制產(chǎn)生一個最小可達占空比,，而用最小“導通”時間乘以開關(guān)頻率，我們可以輕松地計算出該占空比的大小,。一旦知道了最小占空比，利用VIN乘以最小占空比,，我們便可以計算出最低可達輸出電壓,。最低輸出電壓同樣也受轉(zhuǎn)換器基準電壓的限制，使用TPS54160時其為0.8V,。
本例中,，我們可以通過750-kHz開關(guān)頻率來產(chǎn)生一個5-V輸出電壓（參見表2）。但是,，如果該頻率為1 MHz,，則最低可能輸出電壓被限制為約6V；否則,，DC/DC轉(zhuǎn)換器會跳過脈沖,。替代方法是降低輸入電壓或者頻率。在選擇某個開關(guān)頻率以前,，你最好是先查看DC/DC轉(zhuǎn)換器數(shù)據(jù)表,，了解保證最小可控“導通”時間。
脈沖跳躍
DC/DC轉(zhuǎn)換器無法足夠快速地清除門驅(qū)動脈沖來維持理想占空比時,，便會出現(xiàn)脈沖跳躍,。電源會嘗試調(diào)節(jié)輸出電壓，但由于距離更遠的脈沖,，紋波電壓會增加,。由于存在脈沖跳躍，輸出紋波會呈現(xiàn)出分諧波成分,，其可能出現(xiàn)噪聲問題,。限流電路也可能不再正常工作，因為IC可能不響應大電流峰值,。一些情況下,，如果控制器不正常工作，控制環(huán)路便可能會不穩(wěn)定,。
效率和功耗
DC/DC轉(zhuǎn)換器的效率,，是進行電源設(shè)計時需要考慮的最重要屬性之一。低效率會轉(zhuǎn)換成高功耗,，必須要在印刷電路板（PCB）上使用單獨的散熱器或者更多的銅,，才能處理這些功耗,。功耗也對電源上游器件提出了更高的要求。如表3所示,，功耗共有幾個組成部分,。
三個例子的重要損耗組成部分，來自于FET驅(qū)動損耗,、FET開關(guān)損耗和電感損耗,。FET電阻和IC損耗是一致的，因為所有三個設(shè)計中都使用了相同的IC,。由于所有例子中都選擇了低ESR的陶瓷電容,，因此電容損耗可以忽略不計。為了表明高頻開關(guān)的影響,，我們對每個例子的效率都進行了測量,，并將其顯示在圖2中。該圖清楚地表明,，效率隨開關(guān)頻率增加而下降,。若想提高所有頻率下的效率，需要尋找到一種全負載狀態(tài)下低漏到源“導通”電阻,、低門電荷或者低靜態(tài)電流規(guī)范的DC/DC轉(zhuǎn)換器,；或者尋找到一些具有更低等效電阻的電容和電感。
表 1 三個舉例電源設(shè)計的電容和電感選擇
表 2 130-ns最小“導通”時間的最小輸出電壓
表 3 功耗組成部分
圖 2 三個舉例頻率下 TPS54160 的效率
組件尺寸
表4列出了三種設(shè)計要求的總電路板面積,，以及電容和電感的焊盤面積,。電容或者電感的建議焊盤面積，稍稍大于單個組件本身,，且三種設(shè)計舉例均使用了該面積,。每個組件占用的面積相加（其包括IC、濾波器以及所有其它小型電阻器和電容的焊盤尺寸）,，然后將得到的結(jié)果乘以2倍（考慮到組件的間距）,，便得到總面積。100-kHz和750-kHz設(shè)計之間存在近250 mm2的總面積節(jié)省,，從而使濾波器體積縮小50%,，而板空間占用減少55%。但是,，存在收益遞減規(guī)律,，因為電容和電感值無法減少至零！換句話說,，不斷推高頻率并不能夠一直減小總尺寸,，因為你無法總是能夠在市場上買到這些尺寸適合且批量生產(chǎn)的電感和電容。注意,，33-µH和15-µH電感占用相同的面積,。存在這種可能性,，是因為33-µH電感的高度為3.5 mm，而15-µH電感僅高2.4 mm,。我們想通過這兩種電感來說明的觀點是：電感與體積成正比例關(guān)系,。
表 4 組件尺寸和總面積要求
圖 3 100kHz、300 kHz和750 kHz 的波特圖
瞬態(tài)響應
瞬態(tài)響應是電源性能級別的一個較好指標,。我們利用每種電源的波特圖來表明高開關(guān)頻率的對比情況（參見圖3）,。如圖所示，每個電源的相位裕度在45°和55°之間,，其表明瞬態(tài)響應得到較好的抑制,。交叉頻率約為開關(guān)頻率的1/8。使用快速開關(guān)DC/DC轉(zhuǎn)換器時,，設(shè)計人員應確保電源IC誤差放大器具有足夠的帶寬來支持高交叉頻率。TPS54160誤差放大器的單位增益頻寬一般為2.7 MHz,。表5顯示了實際瞬態(tài)響應時間以及電壓峰值過沖的相關(guān)值,。開關(guān)頻率越高，過沖值便越是更低,，原因是更寬的帶寬,。
表 5 瞬態(tài)響應
表 6 小占空比時抖動與“導通”時間之比
抖動考慮
高轉(zhuǎn)換比和更高頻率時，會存在噪聲問題,。當選擇某個高開關(guān)頻率時,，設(shè)計人員應考慮抖動和DC/DC轉(zhuǎn)換器的最小“導通”時間。當占空比較小時,，抖動噪聲便為開關(guān)脈沖的更大百分比,。表6顯示了48-V到5-V轉(zhuǎn)換比時，抖動與“導通”時間之比,。我們假設(shè),，在該相位節(jié)點上存在0.5-V二極管壓降和20-ns抖動。
結(jié)論
設(shè)計高頻開關(guān)轉(zhuǎn)換器時,，存在許多折中考慮,。本文介紹的一些優(yōu)點包括更小的尺寸、更快的瞬態(tài)響應,，以及更小的電壓過沖/欠沖,。獲得這些優(yōu)點的代價是效率低和散熱多。但是,，在挑戰(zhàn)性能極限的過程中同樣也存在許多陷阱,，例如：脈沖跳躍和噪聲問題。在為高頻應用選擇一種寬輸入電壓DC/DC轉(zhuǎn)換器以前,，我們應該首先查看制造廠商提供的數(shù)據(jù)表,，以了解一些重要的規(guī)范,，例如：最小“導通”時間、誤差放大器的增益帶寬,、FET電阻以及FET開關(guān)損耗,。在這些規(guī)范下運行良好的IC價格昂貴，但卻對得起它的價格,；在設(shè)計人員擔心如何處理某個棘手的設(shè)計問題時,，其更加易于使用。