問：與普通運放相比,，我不太明白電流反饋運放如何工作?我聽說電流反饋運放帶寬恒定，不隨增益變化而改變,，那是怎么實現的?它與互阻放大器是否一樣?

答：在考察電路之前,，我們先給電壓反饋運放(VFA),、電流反饋運放(CFA)和互阻放大器這三個概念下定義。顧名思義,，電壓反饋是指一種誤差信號為電壓形式的閉環(huán)結構,。傳統(tǒng)運放都用電壓反饋，即它們的輸入對電壓變化有響應,，從而產生一個相應的輸出電壓,。電流反饋是指用作反饋的誤差信號為電流形式的閉環(huán)結構。CFA其中一個輸入端對誤差電流有響應,，而不是對誤差電壓有響應,，最后產生相應的輸出電壓,。應該注意的是兩種運放的開環(huán)結構具有相同的閉環(huán)結果：差動輸入電壓為0，輸入電流為0,。理想的電壓反饋運放有兩個高阻抗輸入端,，從而使輸入電流為0，用電壓反饋來保持輸入電壓為0,。相反,，CFA有一個低阻抗輸入端，從而使輸入電壓為0,，用電流反饋來保持輸入電流為0,。互阻放大器的傳遞函數表示為輸出電壓對輸入電流之比,，從而表明開環(huán)增益Vo/Iin用歐姆(Ω)表示,。因此，CFA可稱作互阻放大器,。有趣的是，利用VFA閉環(huán)結構也可構成互阻特性,，只要用電流(如來自光電二極管的電流)驅動低阻求和節(jié)點,，就可產生一個電壓輸出，其輸出電壓等于輸入電流與反饋電阻的乘積,。更有趣的是,，既然理想情況下，任何一個運放應用電路都可以用電壓反饋或電流反饋來實現,，那么用電流反饋也能實現上面的IV變換,。所以在用互阻放大器這一概念時，要理解電流反饋運放與普通運放閉環(huán)IV變換電路之間的差別,，因為后者也可表現出類似的互阻特性先看VFA的簡化模型(見圖1),，同相增益放大器電路以開環(huán)增益A(s)放大同相放大原理圖

波特圖圖1

VFA的簡化模型差模電壓(V IN+ -V IN- )，通過RF和RG構成的分壓電路把輸出電壓的一部分反饋到反相輸入端,。為推導出該電路的閉環(huán)傳遞函數VO/V IN+ ,，假設流入運放輸入端的電流為0(輸入阻抗無窮大)；兩個輸入端民位近似相等(接成負反饋且開環(huán)增益很高),。這樣可得：
VO=(V IN+ -V IN- )A(s),，
V IN- =RGRG+RFVO
代入并整理得
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG， 其中LG=A(s)1+RF/RG
閉環(huán)帶寬是指環(huán)路增益(LG)下降到1(0dB)時的頻率,。1+RF/RG這項稱為電路的噪聲增益
,；對同相放大電路，它也是信號增益,。從波特圖上可以發(fā)現,，電路的閉環(huán)帶寬為開環(huán)增益A(
s)與噪聲增益NG的交點,。噪聲增益增高使環(huán)路增益降低，從而使閉環(huán)帶寬減小,。如果A(s)
以20dB/10倍頻程下降,，那么放大器的增益帶寬積就為常數，即閉環(huán)增益每增加20dB,，相應
地閉環(huán)帶寬降低10倍頻,。

現在考慮CFA的簡化模型，如圖2所示,。同相輸入端是單位增益緩沖器的高阻輸入端,，反相輸入端是單位增益緩沖器的低阻輸出端。緩沖器允許誤差電流流入或流出反相輸入端,，且單位增益使反相輸入跟隨同相輸入,。誤差電流反映高阻節(jié)點，將誤差電流轉換成電壓,，經緩沖后輸出,。高阻節(jié)點阻抗Z(s)與頻率相關，它與VFA的開環(huán)增益類似,，直流值很高,，并以20dB/10倍頻程下降。

同相放大原理圖 波特圖

圖2 CFA的簡化模型

當緩沖器保持V IN+ =V IN- 時,，通過對V IN- 節(jié)點處的電流求和可得到閉環(huán)
傳遞函數,。假設緩沖器輸出電阻為0，即RO=0,，
VO-V IN- RF
+-V IN- RG+I ERR =0 且I ERR =VOZ(s
)
代入求解得：
VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG,，其中LG=A(s)1+RF/RG
雖然CFA閉環(huán)傳遞函數與V
FA一樣，但CFA環(huán)路增益(1/LG)僅取決于反饋電阻RF,，而不是(1+RF/RG),，這樣CFA的
閉
環(huán)帶寬將隨RF的阻值改變而改變，而不是隨噪聲增益(1+RF/RG)的變化而變化,。從波特圖上可以看出,，RF與Z(s)的交點決定環(huán)路增益大小，由此決定電路的閉環(huán)帶寬f CL ,。很顯然,，CFA的一個優(yōu)點是增益帶寬積不為常數。實際上,，CFA的輸入緩沖器的輸出電阻RO并不是理想的,，一般為20至40Ω。這個電阻的存改變了反饋電阻的大小,。兩個輸入端電壓不完全相等,，把V IN- =V IN+ -IERR RO代入前面式子,。求解VO/V IN+ 得

VOV IN+ =(1+RFRG)1
1+1/LG，
其中LG=Z(s)RF-RO(1+RF/RG)
反饋電阻中的附加項意味著環(huán)路增益實際在一定程度上依賴于電路的閉環(huán)增益,。當閉環(huán)增益較低時,，RF起主要作用；當閉環(huán)增益較高時,，第二項RO(1+RF/RG)增加,，環(huán)路增益降低，由此閉環(huán)帶寬減小,。

應該說清楚的是,，如果RG斷開，輸出端短接到反相輸入端(像電壓跟隨器那樣),，會使環(huán)路
增益非常大,。對VFA而言，如果把整個輸出電壓都反饋回輸入端,，會使反饋達到最大,。而電流反饋的最大值受短路電流的限制。反饋電阻越小,，反饋電流越大,。從圖2可以看出，當RF=
0時,，Z(s)與反饋電阻交點的頻率很高，在高階極點區(qū)域內,。對于CFA來說,，Z(s)的高階極點
會造成高頻相移增大，當相移大于180°時,，導致電阻不穩(wěn)定,。因為RF的最佳值隨閉環(huán)增
益改變而改變，所以在確定不同增益情況下的帶寬和相位裕度時,，波特圖很有用,。減少相位
裕度，增大閉環(huán)帶寬,，但這會在該頻域內出現尖峰,，在時域內出現過沖與阻尼振蕩。電流饋
器件的產品說明上會給出不同增益時RF的最佳值,。

CFA具有優(yōu)異的壓擺率特性,。盡管設計出高壓擺率的VFA是可能的，但從內在固有特性來說,，
CFA的壓擺率更快,。傳統(tǒng)的VFA,，在輕負載時，壓擺率受到內部被償電容的充放電電流的限制
,。在輸入大瞬態(tài)信號時,，使輸入級飽和，僅其長尾電路電流對補償節(jié)點進行充電或放電,。對
CFA,，低輸入阻抗允許大瞬態(tài)電流按需要流入放大器，內部電流鏡把此輸入電流傳輸到補償
節(jié)點,，實現快速充放電,。理論上它和輸入階躍信號的大小成比例。壓擺率增高使上升時間變
快,，壓擺率引起的失真和線性誤差減小,，大信號頻率響應變寬。實際上,，壓擺率受電流鏡飽
和電流(10~15mA)的限制,，以及輸入和輸出緩沖器壓擺率的限制。

問：CFA的直流精度怎樣?

答：正像使用VFA一樣,，CFA的直流增益精度可以從它的傳遞函數算出,，基本上
是其內部互阻抗與反饋電阻之比。典型情況下,，內部互阻抗為1MΩ,，反饋電阻為1kΩ，RO
為40Ω,，那么單位增益的增益誤差約01%,。增益較高時，增益誤差顯著增大,。CFA很少用于
高增益場合,，尤其是當要求增益絕對準確時。

在許多應用中,，建立時間仍然比增益精度重要,。盡管CFA具有很快的上升時間，但由于建立
時間的熱拖尾現象(thermal settling tails)是一種影響建立時間精度的主要因素,，所以許多CFA產品說明僅給出達到01%精度的建立時間?，F在考慮圖3所示互補輸入緩沖V IN+
端與V IN- 端之間的失調電壓為Q1的V BE 電壓和Q3的V BE 電壓之差。當輸入為0時,，兩個V BE 電壓應當匹配,，V IN+ 與V IN- 之間的失調很小。給VIN+ 加一個正向階躍輸入信號,，這會降低Q3上的V BE 電壓,，減少其功耗,，從而增大Q3的V BE 值。連接成二極管形式的Q1上電壓V CE 沒有變化,，因此其V BE 也不變,。兩個輸入端具有不同的失調電壓，那么會降低其精度,。電流鏡電路中存在同樣的問題,，高阻節(jié)點一個輸入階躍變化將改變Q6的V CE 值，從而改變Q6的V BE 值,，但Q5的VBE 不變,，V BE 的變化將造成反饋回V IN- 的誤差電流，由于誤差電流乘以RF將產生輸出失調電壓,。外,，各晶體管的功耗僅在一個小區(qū)域中，由于區(qū)域太小,，以致器件之間達不到熱耦合,。在應用中，運用反相放大器結構,，能消除共模輸入電壓,，從而可降低輸入級的熱誤差。

圖3 CFA的輸入級和電流鏡電路

問：在什么情況下,，熱托尾現象會成為一個問題?

答：熱拖尾現象與信號的頻率和波形有關,。熱拖尾不會立刻出現，(由工藝決
定的)晶體管的溫度系數將會決定溫度改變,、參數改變及恢復所需要的時間,。ADI公司用高速
互補雙極型工藝(CB工藝)制造的運放，在高于幾千赫的輸入頻率時并不出現明顯的熱
拖尾現象,，因為輸入信號變化得太快。通信系統(tǒng)一般比較關心頻譜特性,，所以熱拖尾可能引
入的附加增益誤差并不重要,。階梯波，如圖象應用場合中用的階梯波,，在直流電平改變時,，
會受到熱拖尾現象的不利影響，對于這些應用,，CFA不能提供足夠的建立時間精度,。問：現在我明白了CFA是如何工作的，但我仍不清楚在一個電路中如何使用它,。CFA的反相輸入端輸入阻抗低是否意味著我不能使用反向放大?

答：請記住CFA的反向放大方式能夠工作,，因為其反向輸入端是低阻抗節(jié)點,。VF
A的求和節(jié)點是在反饋

環(huán)路建立后，由低輸入阻抗表征,。事實上,，因為CFA固有的低輸入阻抗，使CFA反向放大方式工作得非常好,，能保持求和節(jié)點處于“接地”狀態(tài),，而且在反饋環(huán)建立前就具有這樣的特性。在高速應用中VFA求和節(jié)點處會出現電壓尖峰,，而CFA電路不會有電壓尖峰出現,。你還可以記得CFA反向工作方式具有的優(yōu)點，包括使輸入壓擺率達到最大和減小由于熱拖尾引起的建立時間誤差,。問：這就意味著我能用一個CFA構成一個電流電壓(IV)轉換器,，對嗎?

答：對。CFA可以構成IV轉換器,，但有一些限制因素：CFA的帶寬直接隨反饋電阻的變化而改變,，反向輸入的電流噪聲會變得很高。在放大小電流時,，因為信號增益隨電阻線性增大,，而電阻噪聲按R增加，所以反饋電阻越大,，意味著信噪(電阻噪聲)比越高,。反饋電阻增大一倍，信號增益增大一倍,，而電阻噪聲僅增加到14倍,。不幸的是，對CFA來說,，噪聲的作用加倍,，信號帶寬減半。因此,，CFA電流噪聲大阻礙了它在許多光電二級管電路中的使用,。在噪聲要求不很嚴格時，根據帶寬要求選擇一個適當反饋電阻,，用另一級增加增益,。

問：我注意到CFA的電流噪聲很高，這會不會在使用它時會受到限制?

答：你說得對,。CFA反向輸入端電流噪聲比較高,，大約為20~30pA/Hz。但是與類似的VFA相比較，CFA的輸入電壓噪聲非常低,，一般小于2nV/Hz,，而且其反饋電阻也很小，通常小于1kΩ,。在增益為1時,，CFA的主要噪聲源是流過反饋電阻的反向輸入端的噪聲電流。20pA/Hz的輸入噪聲電流和750Ω的RF在輸出端產生的15nV/的電壓噪聲成為主要噪聲源,。當增益增加時(減小輸入電阻RG),，由輸入電流噪聲產生的輸出電壓噪聲不會增加，這時運放的輸入電壓噪聲成為主要噪聲源,。比如,，當增益為10時，輸入噪聲電流在輸出端產生的噪聲電壓折合到輸入端僅為15nV/,，用平方和的平方根(RSS)形式加到放大器的輸入噪聲電壓上,，這樣總的輸入噪聲電壓僅為25nV/(忽略電阻噪聲)。因此在低噪聲應用中,，CFA是很吸引人的,。

問：用CFA構成四電阻差動放大器會怎么樣?會不會因CFA的兩個輸入端電阻不平衡而不適用于這類電路?

答：你問得好!這是對CFA常有的誤解。CFA的兩個輸入端電阻確實不匹配,，但理
想差動放大器的傳遞函數照樣可以用,。兩個輸入電阻不相同會有什么樣結果?低頻時，四電阻差動放大器的CMR由外電阻比值匹配情決定,，01%的電阻匹配相應的CMR約為66dB,；高頻時，要關心的問題是輸入阻抗形成的時間常數的匹配,。高速VFA通常具有匹配得非常好的輸入電容,，在1MHz時CMR柯達到60dB。由于CFA的輸入級不平衡,，其輸入電容不可能匹配好,。這意味著為減少時間常數失配，在某些運放的同相輸入端須接一個外部電阻(100至200Ω),。如果仔細選擇電阻,，那么CFA也能產生與VFA相當的高頻CMR。在犧牲一部分信號帶的情況下
外加手調電容可以進一步提高VFA和CFA的性能,。若要求更高的性能，最好選擇單片高速差動
放大器,，如AD830,。無需電阻匹配，它在1MHz時CMR大于75dB，在10MHz時CMR約為53dB,。

問：你認為用反饋電容調節(jié)放大器帶寬情況會怎樣?反相輸入端低阻抗會不會使CFA對此節(jié)點上的旁路電容敏感性減小?容性負載情況又會怎樣?

答：首先考慮在反饋環(huán)路上有一個電容的情況,。對于VFA，在噪聲增益范圍內,，會產生一個極點,，但對CFA，在其反饋電阻范圍內要出現一個極點和一個零點,，如圖4所示,。請記住，反饋電阻與開環(huán)互阻交點處的相位裕度決定閉環(huán)穩(wěn)定性,。電容CF與RF并聯后的反饋電阻為：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］1+sCFRFRG
RORFRG+RFRO+RGRO1_sCFRF

圖4 電容反饋電容的作用

極點出現在1/2πRFCF,，零點出現在1/［2π(RF∥RG∥RO)CF］。如果ZF與Z
OC 交點處頻率太高,，開環(huán)相移太大會引起不穩(wěn)定,。對于積分電路，若RF→∞,，極點
出現在低頻處,，在高頻處幾乎沒有電阻限制環(huán)路增益，為限制環(huán)路高頻增益,，用一個電阻與
積分電容串聯用來限制高頻環(huán)路增益,，這樣可以穩(wěn)電流反
饋積分器。CFA不適用于電抗反饋型濾波器結構,，例如阻容并聯的反饋濾波器,，但用CFA構成
的SallenKey濾波器除外，因為它被用作固定增益單元電路,?？傊幌Ｍ贑FA的RF兩端并接電容,。另一個要考慮的問題是CFA的反向輸入端旁路電容的影響,。記得VFA，旁路電容會在噪聲增益上建立一個零點,，增加噪聲增益與開環(huán)增益間的閉合速度(rate of closure),，若不進行頻率補償，產生過大的相移會導致電路不穩(wěn)定,。對CFA,，旁路電路有同樣的影響，只不過此問題講得較少,。附加輸入旁路電容的反饋電阻表達式可寫作：
ZF(s)=［RF+RO(1+RFRG)］［1+sC IN RFRGRO］RFRG+RFRO+RGRO］零點出現在1/［2π(RF∥RG∥RO)C ON ］,，見圖5中f Z1 ,。這個零點使CFA產生和VFA一樣的麻煩，只是由于反相輸入阻抗低,，零點的轉折頻率變高,。考慮寬帶VFA的RF=750Ω,，RG=750Ω,，C IN =10pF，在1/［2π(RF∥RG)C IN ］處的零點頻率約為40MHz,，RO為40Ω而其它電路參數完全相同的CFA將把零點抬高到400MHz左右,。對于單位增益帶寬都為500MHz的兩種運放，VFA需要有反饋電容補償,，以減小C IN 的影響,，同時要減小信號帶寬。CFA雖然因零點會有一些附加的相移,，但由于轉折頻率高十倍,，受C IN 的影響就沒有VFA那么大。CFA的信號帶寬比VFA要大,，若要求通帶內平坦或脈沖響應最優(yōu),，也可以進行補償。為減小ZF和Z OL 之間的閉合速度,，加一個小電容并聯在RF上,，就可以改善響應。要至少保證45°的相位裕度,，應當選擇反饋電容放到ZF與ZOL 相交的極點處,，如圖5中fP點。請不要忘記反饋電容所產生的高頻零點f Z2
的影響,。

圖5 反相輸入端旁路電容的作用

CFA中負載電容呈現出和VFA中一樣的問題：增加誤差信號相移,，引起相位裕度變小，可能產
生不穩(wěn)定,。處理容性負載有幾種公認的電路方法,，但對于高速運放，最好的方法是在運放的
輸出端串聯一個電阻(見圖6),，在反饋環(huán)的外面有了與負載電容串接的電阻,，放大器不直接

圖6 驅動容性負載的串聯輸出電視

驅動純容性負載。CFA還可嫌加RF以減小環(huán)路增益,。不管采用什么方法,，帶寬、壓擺率
及建立時間總會有些損失,。最好根據要求的特性,，如最快上升時間,、達到規(guī)定精度的最快建
立時間、最小過沖或通帶平坦性,，用實驗方法對具體放大電路進行優(yōu)化。

問：為什么你們的CFA沒有一個能提供真正單電源工作且允許信號擺幅達到一個
或兩上電源限?

這是人們喜愛VFA電路結構的原因之一,。放大器要給出良好的電流驅動能力,。并且使信號擺幅接近電源電壓，通常采用共射輸出級,，而不是一般的射極跟隨器作為輸出級,。共射極輸出級允許輸出擺幅接近電源電壓，僅相差輸出晶體管的V CE 飽和壓降,。在現有的制造工藝中,，這類輸出級不會提供射極跟隨器那樣的速度，其部分原因在于它增加了電路的復雜性且有較高的固有輸出阻抗,。由于CFA是專門為超高速運放和電流輸出發(fā)展起來的,，所
以輸出級用射極跟隨器電路是其特有的設計。隨著高速運放制造工藝的發(fā)展,，例如ADI公司的超高速互補雙極型工藝(XFCB),，現在已經能夠設計出共射極輸出超高速運放(例如AF8041)，其帶寬為160MHz,，壓擺率為160V/μs,，+5V單電源供電。這種運放采用電壓反饋,，雖然在某種程度也使用了電流反饋,，其速度還是受輸出級限制。采用XFCB工藝制造的射極跟隨器作為輸出級的VFA和CFA的壓擺率,，都比AD8041快得多,。另外，單電源運放輸入級采用PNP差動對管,，允許共模輸入范圍低到電源下限(通常是接地電位),。要為CFA設計出這樣的輸入級，是目前面臨的主要問題,。

然而,，CFA可以用于單電源應用場合。ADI公司提供了許多+3V和15V單電源工作的運放,。必須牢記的是,，在應用中，只有信號在允許的輸入電壓和輸出電壓范圍內,，器件才會在偏離單電源情況下工作得很好,。這就要求電平移動或交流耦合,，并且偏置到適當范圍。在大多數單電源系統(tǒng)中,，已經考慮到這種要求,。如果系統(tǒng)動態(tài)范圍必須達到電源的正負限之一或兩者，或者如果是在交流耦合應用中要求有最大余量(headroom),，CFA可能就不是最好的選擇,。當驅動大負戴時，正負電源限之間的輸出擺幅性能也是一個考慮因素,，在驅動50Ω或75Ω電纜時,，許多電源正負限器件的輸出并不能接近電源限，因為輸出電流增加時,，V ＣＥＳＡＴ 飽和電壓也增大,。如果你確實需要電源限輸出性能，那就不必選用CFA,。如果你要求超高速和電流輸出,，這才是CFA獨特之處。