在 DC 到低頻傳感器信號調(diào)節(jié)應(yīng)用中,，僅依靠儀表放大器的共模抑制比 (CMRR) 并不足以在惡劣的工業(yè)使用環(huán)境中提供穩(wěn)健的噪聲抑制,。要想避免多余噪聲信號的傳播，對儀表放大器輸入端低通濾波器中各組件進行正確的匹配和調(diào)節(jié)至關(guān)重要,。最終,，才能讓內(nèi)部電磁干擾/無線電頻率干擾 (EMI/RFI) 濾波和 CMRR 共同作用，降低其他噪聲,，從而達(dá)到可以接受的信噪比 (SNR),。

例如，請思考圖 1 所示低通濾波器實施,。電阻傳感器通過一個低通濾波器網(wǎng)絡(luò)差動連接至一個高阻抗儀表放大器,，而低通濾波器網(wǎng)絡(luò)由 R_SX 和 C_CM 組成。理想情況下,，如果每條輸入支線的 C_CM 都完全匹配,，則兩個輸入端共有的噪聲量將在到達(dá) INA 輸入端以前得到相應(yīng)的降低。



圖 1 共模輸入濾波

共模濾波器電容 (Ccm) 完全匹配時,，噪聲幾乎被徹底消除,。圖 2 顯示了 TINA SPICE 仿真的這一結(jié)果，其將一個 100 mVpp,、100 kHz 的共模誤差信號注入到 INA333 輸入端。


圖 2 INA333 共模濾波的完全輸入 RC 匹配舉例仿真

這種方法存在的問題是現(xiàn)貨電容都有一個 5% 到 10% 的典型容差,，這就是說如果每條支線的 C_CM 反向不匹配,，總差動容差便會高達(dá) 20%,。圖 3 更好地表示了這種電容不匹配，同時還顯示了電阻傳感器輸出端的共模噪聲輸入 (e_N) 情況,。



圖 3 RC 不匹配和共模噪聲注入共模濾波

這種輸入不匹配 (?C) 形成截止頻率誤差,，使共模噪聲 eN 差動進入 INA 輸入，之后被增益輸出,，成為誤差電壓,。方程式 1-3 顯示了到達(dá)輸入端的共模噪聲量：

      
        方程式 1
      方程式2 2       方程式3

假設(shè)傳感器信號 Vsensor的頻率遠(yuǎn)低于所有共模濾波器的噪聲截止頻率（即f_C ≥ 100*f_sensor），并且 R_S1 = R_S2,，則轉(zhuǎn)換為差動噪聲信號 (e_IN) 并成為 V_IN 組成部分的共模噪聲信號 (e_N)大小為：

 方程式 4

方程式 4 進一步表明,，通過向 INA333 注入一個 100 mVpp、100 kHz 共模誤差信號,，且1.6 kHz 濾波器截止頻率 RC 不匹配為 10% 時,，其所產(chǎn)生的誤差如下：


圖 4 共模濾波器 RC 不匹配引起的 INA333 輸出誤差仿真（增益為 101）

圖 5 顯示了一種更好且更常見的輸入濾波方法，其改進是在儀表放大器輸入之間添加了一個差動電容 C_diff,。




圖 5 添加差動電容 (C_diff) 提高共模噪聲抑制效果

添加這種電容并沒有徹底解決問題,，因為必須按照如下兩個標(biāo)準(zhǔn)對 C_diff 進行調(diào)節(jié)：
1、差動截止頻率必須足夠高,，以遠(yuǎn)離信號帶寬,，從而實現(xiàn)充分的濾波穩(wěn)定。
2,、差動截止頻率必須要足夠低,，以將共模噪聲降至可接受水平，讓儀表放大器 CMRR 能夠?qū)崿F(xiàn)剩余噪聲抑制,，最終達(dá)到可以接受的 SNR,。方程式 5 給出了進行這種調(diào)節(jié)的一般原則：

方程式 5

圖 6 顯示了 V_inP 和 V_inN 曲線圖與無 C_diff 和 C_diff = QUOTE  F 時兩種頻率的對比情況。請注意,，沒有差動電容時,，INA333 的輸出大小有差別。這種差別被放大至輸出,，成為最終降低 SNR 的噪聲,。C_diff = QUOTE  F 時，V_inP 和 V_inN 之間的差最小,。



圖 6 Cdiff = 0 和 Cdiff = 1 QUOTE  F 時,，V_inP 和 V_inN 的曲線圖

圖 7 顯示了 C_diff = QUOTE  F 時 INA333 輸出的總噪聲性能改善情況。



圖 7 INA333 使用 C_diff 時獲得改善的噪聲濾波仿真情況

總之,，安裝于儀表放大器前部的低通濾波器應(yīng)該有一個差動電容,，且其大小至少應(yīng)比共模電容高 10 倍。這樣,，通過減小 C_cm 不匹配的影響,，讓共模噪聲變?yōu)椴顒釉肼?，從而極大地提高濾波器的效率。

下次,，我們將針對主/從系統(tǒng)中 I2S 時鐘存在的一些難點為您釋疑解惑,，敬請期待。