《電子技術(shù)應(yīng)用》
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多路輸出單端反激式開關(guān)電源設(shè)計原理
摘要: 本文設(shè)計的開關(guān)電源將作為智能儀表的電源,,最大功率為10W。為了減少PCB的數(shù)量和智能儀表的體積,,要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個PCB上。
Abstract:
Key words :

本文設(shè)計的開關(guān)電源將作為智能儀表的電源,最大功率為10 W,。為了減少PCB的數(shù)量和智能儀表的體積,,要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個PCB上,。

考慮10W的功率以及小體積的因素,,電路選用單端反激電路,。單端反激電路的特點(diǎn)是:電路簡單,、體積小巧且成本低,。單端反激電路由輸入濾波電路、脈寬調(diào)制電路,、功率傳遞電路(由開關(guān)管和變壓器組成),、輸出整流濾波電路、誤差檢測電路(由芯片TL431及周圍元件組成)及信號傳遞電路(由隔離光耦及電阻組成)等組成,。本電源設(shè)計成表面貼裝的模塊電源,,其具體參數(shù)要求如下:

輸出最大功率:10W

輸入交流電壓:85~265V

輸出直流電壓/電流:+5V,500mA;+12V,,150mA,;+24V,100mA

紋波電壓:≤120mV

單端反激式開關(guān)電源的控制原理

所謂單端是指TOPSwitch-II系列器件只有一個脈沖調(diào)制信號功率輸出端一漏極D,。反激式則指當(dāng)功率MOSFET導(dǎo)通時,,就將電能儲存在高頻變壓器的初級繞組上,僅當(dāng)MOSFET關(guān)斷時,,才向次級輸送電能,,由于開關(guān)頻率高達(dá)100kHz,使得高頻變壓器能夠快速存儲,、釋放能量,,經(jīng)高頻整流濾波后即可獲得直流連續(xù)輸出。這也是反激式電路的基本工作原理,。而反饋回路通過控制TOPSwitch器件控制端的電流來調(diào)節(jié)占空比,,以達(dá)到穩(wěn)壓的目的。

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片選型及介紹

TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏極(D)與內(nèi)部功率開關(guān)器件MOSFET相連,,外部通過負(fù)載電感與主電源相連,,在啟動狀態(tài)下通過內(nèi)部開關(guān)式高壓電源提供內(nèi)部偏置電流,并設(shè)有電流檢測,??刂茦O(C)用于占空比控制的誤差放大器和反饋電流的輸入引腳,與內(nèi)部并聯(lián)穩(wěn)壓器連接,,提供正常工作時的內(nèi)部偏置電流,,同時也是提供旁路、自動重起和補(bǔ)償功能的電容連接點(diǎn),。源極(S)與高壓功率回路的MOSFET的源極相連,,兼做初級電路的公共點(diǎn)與參考點(diǎn)。內(nèi)部輸出極MOSFET的占空比隨控制引腳電流的增加而線性下降,,控制電壓的典型值為5.7 V,,極限電壓為9 V,控制端最大允許電流為100 mA,。

在設(shè)計時還對閾值電壓采取了溫度補(bǔ)償措施,,以消除因漏源導(dǎo)通電阻隨溫度變化而引起的漏極電流變化。當(dāng)芯片結(jié)溫大于135℃時,,過熱保護(hù)電路就輸出高電平,,關(guān)斷輸出極。此時控制電壓Vc進(jìn)入滯后調(diào)節(jié)模式,,Vc端波形也變成幅度為4.7V~5.7V的鋸齒波.若要重新啟動電路,,需斷電后再接通電路開關(guān),或者將Vc降至3.3V以下,再利用上電復(fù)位電路將內(nèi)部觸發(fā)器置零,,使MOSFET恢復(fù)正常工作,。

采用TOPSwitch-Ⅱ系列設(shè)計單片開關(guān)電源時所需外接元器件少,而且器件對電路板布局以及輸入總線瞬變的敏感性大大減少,,故設(shè)計十分方便,,性能穩(wěn)定,性價比更高,。

對于芯片的選擇主要考慮輸入電壓和功率,。由設(shè)計要求可知,輸入電壓為寬范圍輸入,,輸出功率不大于10W,,故選擇TOP222G。

電路設(shè)計

本開關(guān)電源的原理圖如圖1所示,。
 


電源主電路為反激式,,C1、L1,、C2,,接在交流電源進(jìn)線端,用于濾除電網(wǎng)干擾,,C5接在高壓和地之間,,用于濾除高頻變壓器初、次級后和電容產(chǎn)生的共模干擾,,在國際標(biāo)準(zhǔn)中被稱為"Y電容",。C1跟C5都稱作安全電容,但C1專門濾除電網(wǎng)線之間的串模干擾,,被稱為"X電容",。

為承受可能從電網(wǎng)線竄入的電擊,可在交流端并聯(lián)一個標(biāo)稱電壓u1mA為275V的壓敏電阻VSR,。

鑒于在功率MOSFET關(guān)斷的瞬間,,高頻變壓器的漏感產(chǎn)生尖峰電壓UL,另外,,在原邊上會產(chǎn)生感應(yīng)反向電動勢UOR,,二者疊加在直流輸入電壓上。典型的情況下,,交流輸入電壓經(jīng)整流橋整流后,,其最高電壓UImax=380V,,UL≈165V,,UOR=135V,貝UOR+UL+UOR≈680V。這就要求功率MOSFET至少能承受700V的高壓,,同時還必須在漏極增加鉗位電路,,用以吸收尖峰電壓,保護(hù)TOP222G中的功率MOSFET,。本電源的鉗位電路由D2,、D3組成。其中D2為瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)P6KE200,,D3為超快恢復(fù)二極管UF4005,。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時,原邊電壓上端為正,,下端為負(fù),,使得D3截止,鉗位電路不起作用,。在MOSFET截止瞬間,,原邊電壓變?yōu)橄露藶檎隙藶樨?fù),,此時D1導(dǎo)通,,電壓被限制在200V左右。

輸出環(huán)節(jié)設(shè)計

以+5V輸出環(huán)節(jié)為例,,次級線圈上的高頻電壓經(jīng)過UF5401型100V/3A的超快恢復(fù)二極管D7,,由于+5V輸出功率相對較大,于是增加了后級LC濾波器,,以減少輸出紋波電壓,。濾波電感L2選用被稱作"磁珠"的3.3μH穿心電感,可濾除D7在反向恢復(fù)過程中產(chǎn)生的開關(guān)噪聲,。

對于其他兩路輸出,,只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3,、R4分別為輸出的假負(fù)載,,它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。

反饋環(huán)節(jié)設(shè)計

反饋同路主要由PC817和TL431及若干電容,、電阻構(gòu)成,。其中U2為TL431,它為可調(diào)試精密并聯(lián)穩(wěn)壓器,,利用電阻R5,、R6分壓獲得基準(zhǔn)電壓值。通過調(diào)節(jié)R5,、R6的值可以調(diào)節(jié)輸出電壓的穩(wěn)壓值,。C8為TL431的頻率補(bǔ)償電容,,可以提高TL43l的瞬態(tài)頻率響應(yīng)。C7為軟啟動電容,,取C7=22μF時可增加4ms的軟啟動時間,,在加上TOP222G本身已有的10ms軟啟動時間,則總共為14ms,。

U3為PC817型線性光耦合器,,其電流傳輸比(CTR)范圍為80%~160%,,,能夠較好地滿足反饋回路的設(shè)計要求,,而目前國內(nèi)常用的4N25、4N26屬于非線性光耦合器,,不宜采用,。反饋繞組上產(chǎn)生的電壓經(jīng)D4、C9整流濾波,,獲得非隔離式+12V輸出,,為PC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小,,次級采用D4硅高速開關(guān)管1N4148,。光耦PC817能將+5V輸出與電網(wǎng)隔離,其發(fā)射極電流送至TOP222G的控制端,,用來調(diào)節(jié)占空比,。

C3為控制端旁路電容,它能對控制回路進(jìn)行補(bǔ)償并設(shè)定自動重啟頻率,。當(dāng)C3=47μF時,,自動重啟頻率為1.2Hz,即每隔0.83s檢測一次調(diào)節(jié)失控故障是否已經(jīng)被排除,,若確認(rèn)已被排除,,就自動重啟開關(guān)電源恢復(fù)正常工作。

R2為PC817中LED的外部限流電阻,。實(shí)際上除了限流保護(hù)作用外,,他對控制回路的增益也具有重要影響。當(dāng)R2改變時,,會依次影響到下列參數(shù)值:IF→IC→D→UO,,也就相當(dāng)于改變了控制回路的電流放大倍數(shù)。

下面簡要分析一下反饋回路實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓的工作原理,。當(dāng)輸出電壓UO發(fā)生波動且變化量為UO時,,通過取樣電阻R5、R6分壓后,,就使TL431的輸出電壓UK也產(chǎn)生相應(yīng)的變化,,進(jìn)而使PC817中LED的工作電流IF改變,,最后通過控制端電流IC的變化量來調(diào)節(jié)占空比D,使UO產(chǎn)生相反的變化,,從而抵消UO的波動。上述穩(wěn)壓過程可歸納為:

UO ↑→UK ↓→IF ↑→IC ↑→D ↓→UO↓→最終使UO不變,。

其余各路輸出未加反饋,,輸出電壓均由高頻變壓器的匝數(shù)來確定。
變壓器設(shè)計

變壓器的設(shè)計是整個電源設(shè)計的關(guān)鍵,,它的好壞直接影響電源性能,。

磁芯及骨架的確定

由于本文選用漆包線繞制,而且EE型磁芯的價格低廉,,磁損耗低且適應(yīng)性強(qiáng),,故選擇EE22,其磁芯長度A=22mm,。從廠家提供的磁芯產(chǎn)品手冊中可查得磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2,,有效磁路長度1=3.96cm,磁芯等效電感AL=2.4μH/匝2,,骨架寬度b=8.43mm,。

確定最大占空比Dmax

根據(jù)公式:
  


其中,UOR=135V,,直流輸入最小電壓值UImin=90V,,MOSFET的漏-源導(dǎo)通電壓UDS(ON)=10V,代入上式得:Dmax=64.3%,,接近典型值67%,。Dmax隨著輸入電壓的升高而減小。

計算初級線圈中的電流

輸入電流的平均值IAVG為:
  

初級峰值電流IP為:
 
 


其中,,KRP為初級紋波電流IR與初級峰值電流IP的比值,,當(dāng)電壓為寬范圍輸入時,可取0.9,。將Dmax=64.3%代入得,,IP=0.518A。

確定初級繞組電感LP
 


其中,,損耗分配系數(shù)Z=0.5,,IP=0.518A,KRP=0.4,,PO=10W,,代入得:LP≈1265μH。

確定繞組繞制方法

并計算各繞組的匝數(shù)

初級繞組的匝數(shù)NP可以通過下式計算:
 


其中,,磁芯截面積SJ=0.41cm2,,磁芯最大磁通密度BM=60,,IP=0.518A,LP≈1265μH,,代入可得NP=26.6,,實(shí)取30匝。

次級繞組采用堆疊式繞法,,這也是變壓器生產(chǎn)廠家經(jīng)常采用的方法,,其特點(diǎn)是由5V繞組給12V繞組提供部分匝數(shù),而24V繞組中則包含了5V,、12V的繞組和新增加的匝數(shù),。堆疊式繞法技術(shù)先進(jìn),不僅可以節(jié)省導(dǎo)線,,減小線圈體積,,還可以增加繞組之間的互感量,加強(qiáng)耦合程度,。以本電源為例,,當(dāng)5V輸出滿載而12V和24V輸出輕載時,由于5V繞組兼作12V,、24V繞組的一部分,,因此能減小這些繞組的漏感,可以避免因漏感使12V,、24V輸出電路中的濾波電容被尖峰電壓充電到峰值,,即產(chǎn)生所謂的峰值充電效應(yīng),從而引起輸出電壓不穩(wěn)定,。這里將5V繞組作為次級的始端,。

對于多輸出高頻變壓器,各輸出繞組的匝數(shù)可以取相同的每伏匝數(shù),。每伏匝數(shù)nO可以由下式確定:
 


其單位是匝/VO將NS取5匝,,UO1=5V,UF1=0.4V(肖特基整流管導(dǎo)通壓降)代入上式得到nO=0.925匝/V,。

對于24V輸出,,已知UO2=24V,UF2=0.4V,,則該路輸出繞組匝數(shù)為NS2=0.925 匝/V×(24V十0.4V)=22.57匝,,實(shí)取22匝。

對于12V輸出,,已知UO3=12V,,UF2=0.4V,則該路輸出繞組匝數(shù)為NS2=0.925匝/V ×(12V+0.4V)=11.47匝,,實(shí)取11匝,。

對于反饋繞組,,已知UF=12V,UF3=0.7V(硅快速恢復(fù)整流二極管導(dǎo)通壓降),,則該路輸出繞組匝數(shù)為NS2=0.925匝/V×(12V+0.4V)=11.47匝,,實(shí)取11匝。

確定初/次級導(dǎo)線的內(nèi)徑

首先根據(jù)初級層數(shù)d,、骨架寬度b和安全邊距M,,利用下式計算有效骨架寬度bE(單位是mm):

bE=d(b-2M) (7)

將d=2,b=8.43mm,,M=0代入上式可得bE=16.86mm,。

利用下式計算初級導(dǎo)線的外徑(帶絕緣層)DPM:

DPM=bE/NP (8)

將bE=16.86mm,,NP=78匝代人得DPM=0.31mm,,扣除漆皮厚度,裸導(dǎo)線內(nèi)徑DPM=0.26mm,。與直徑0.26mm接近的公制線規(guī)為0.28mm,,比0.26mm略粗完全可以滿足要求,而0.25mm的公制線規(guī)稍細(xì),,不宜選用,。而次級繞組選用與初級相同的導(dǎo)線,根據(jù)電流的大小,,采用多股并繞的方法繞制,。

試驗(yàn)數(shù)據(jù)

該開關(guān)電源的輸人特性數(shù)據(jù)見表1,在u=85~245V的寬范圍內(nèi)變化時,,主路輸出UO1=5V(負(fù)載為65Ω)的電壓調(diào)整率SV=±0.2%,,輸出紋波電壓最大值約為67mV;輔助輸出UO2=24V(負(fù)載為250Ω),,輸出紋波電壓最大值約為98mV,;輔助輸出UO3=12V(負(fù)載為100Q),輸出紋波電壓最大值約為84mV,。
  

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