引言
本系列文章共三個(gè)部分，第1 部分重點(diǎn)介紹了如何準(zhǔn)確地估算某個(gè)時(shí)鐘源的抖動(dòng)，并將其與ADC 的孔徑抖動(dòng)組合,。在本文即第2 部分中，這種組合抖動(dòng)將用于計(jì)算ADC 的信噪比(SNR),，之后將其與實(shí)際測量情況進(jìn)行比較,。
濾波采樣時(shí)鐘測量
我們做了一個(gè)試驗(yàn)，目的是檢查測得時(shí)鐘相位噪聲與提取自ADC 測得SNR 的時(shí)鐘抖動(dòng)的匹配程度,。如圖11 所示,，一個(gè)使用Toyocom 491.52-MHz VCXO 的TICDCE72010用于產(chǎn)生122.88-MHz 采樣時(shí)鐘，同時(shí)我們利用Agilent 的E5052A 來對(duì)濾波相位噪聲輸出進(jìn)行測量,。利用一個(gè)SNR 主要受限于采樣時(shí)鐘抖動(dòng)的輸入頻率對(duì)兩種不同的TI 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器（ADS54RF63 和ADS5483）進(jìn)行評(píng)估,。快速傅里葉變換(FFT) 的大小為131000 點(diǎn),。
圖11 濾波后時(shí)鐘相關(guān)性測試裝置結(jié)構(gòu)
圖12 所示曲線圖描述了濾波后CDCE72010 LVCMOS 輸出的測得輸出相位噪聲,。131000 點(diǎn)的FFT 大小將低積分帶寬設(shè)定為~500 Hz。積分上限由帶通濾波器設(shè)定,，其影響在相位噪聲曲線圖中清晰可見,。超出曲線圖所示帶通濾波器限制的相位噪聲為E5052A 的噪聲底限，不應(yīng)包括在抖動(dòng)計(jì)算中,。濾波后相位噪聲輸出的積分帶來~90 fs 的時(shí)鐘抖動(dòng),。
圖12 濾波后時(shí)鐘的測得相位噪聲
接下來，我們建立起了熱噪聲基線,。我們直接從~35 fs 抖動(dòng)的時(shí)鐘源生成器使用濾波后采樣時(shí)鐘對(duì)兩種ADC 采樣,，而CDCE72010 被繞過了。將輸入頻率設(shè)定為10 MHz,，預(yù)計(jì)對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)SNR 無影響,。然后，通過增加輸入頻率至SNR 主要為抖動(dòng)限制的頻率,，確定每個(gè)ADC 的孔徑抖動(dòng),。由于采樣時(shí)鐘抖動(dòng)遠(yuǎn)低于估計(jì)ADC 孔徑抖動(dòng)，因此計(jì)算應(yīng)該非常準(zhǔn)確,。另外還需注意,，時(shí)鐘源的輸出振幅應(yīng)會(huì)增加（但沒有多到超出ADC 的最大額定值），從而升高時(shí)鐘信號(hào)的轉(zhuǎn)換率,，直到SNR 穩(wěn)定下來為止,。
我們知道時(shí)鐘源生成器濾波后輸出的外部時(shí)鐘抖動(dòng)為~35 fs,，因此我們可以利用測得的SNR 結(jié)果，然后對(duì)第1 部分（請(qǐng)參見參考文獻(xiàn)1）中的方程式1,、2 和3 求解孔徑抖動(dòng)值,，從而計(jì)算得到ADC 孔徑抖動(dòng)，請(qǐng)參見下面的方程式4,。表3 列舉了每種ADC 測得的SNR 結(jié)果以及計(jì)算得孔徑抖動(dòng),。
表3測得的SNR 和計(jì)算得抖動(dòng)
利用ADC 孔徑抖動(dòng)和CDCE72010 的采樣時(shí)鐘抖動(dòng)，可以計(jì)算出ADC 的SNR,，并與實(shí)際測量結(jié)果對(duì)比,。使用ADC 孔徑抖動(dòng)可以通過測得SNR 值計(jì)算出CDCE72010 的采樣時(shí)鐘抖動(dòng)，如表4 所列,。乍一看,，預(yù)計(jì)SNR 值有些接近測得值。但是,，將兩種ADC計(jì)算得出的采樣時(shí)鐘抖動(dòng)與90 fs 測得值對(duì)比時(shí),，出現(xiàn)另一幅不同的場景，其有相當(dāng)多的不匹配,。
不匹配的原因是,，計(jì)算得出的孔徑抖動(dòng)是基于時(shí)鐘源生成器的快速轉(zhuǎn)換速率。CDCE72010 的LVCMOS 輸出消除了時(shí)鐘信號(hào)的高階諧波,，其有助于形成快速升降沿,。圖13 所示波形圖表明了帶通濾波器急劇降低未濾波LVCMOS 輸出轉(zhuǎn)換速率，以及將方波轉(zhuǎn)換為正弦波的過程,。
圖13 時(shí)鐘抖動(dòng)對(duì)采樣時(shí)鐘轉(zhuǎn)換速率的影響
表4 90-fs 時(shí)鐘抖動(dòng)的SNR 結(jié)果
改善轉(zhuǎn)換速率的一種方法是：在CDCE72010 的LVCMOS 輸出和帶通濾波器之間添加一個(gè)具有相當(dāng)量增益的低噪聲RF 放大器,，參見圖14。該放大器應(yīng)該放置于濾波器前面,，這樣便可以將其對(duì)時(shí)鐘信號(hào)的噪聲影響程度限定在濾波器帶寬,，而非ADC 的時(shí)鐘輸入帶寬。由于下一個(gè)試驗(yàn)的放大器具有21 dB 的增益,，因此我們?cè)趲V波器后面增加了一個(gè)可變衰減器,，旨在匹配濾波后LVCMOS 信號(hào)到時(shí)鐘生成器濾波后輸出的轉(zhuǎn)換速率。該衰減器可防止ADC 的時(shí)鐘輸入超出最大額定值,。
圖14 帶通濾波器前面添加RF 放大器來降低轉(zhuǎn)換速率
通過在時(shí)鐘輸入通路中安裝低噪聲RF 放大器,，兩個(gè)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器重復(fù)進(jìn)行了高輸入頻率的SNR 測量，其結(jié)果如表5 所示,。我們可以看到,，測得SNR 和預(yù)計(jì)SNR 匹配的非常好。使用下面的方程式5，計(jì)算得到的時(shí)鐘抖動(dòng)值在90-fs 時(shí)鐘抖動(dòng)的5 fs 以內(nèi),，其結(jié)果通過相位噪聲測得推導(dǎo)得出,。
表5 90-fs 時(shí)鐘抖動(dòng)和RF 放大器的SNR 結(jié)果
未濾波采樣時(shí)鐘試驗(yàn)
為了強(qiáng)調(diào)濾波采樣時(shí)鐘的重要性，在下一個(gè)試驗(yàn)中,，我們將時(shí)鐘帶通濾波器從CDCE72010 輸出端去除,。在圖15 所示結(jié)構(gòu)中，我們使用了E5052A 相位噪聲分析儀來捕獲時(shí)鐘相位噪聲,。但是不幸的是,，該分析儀對(duì)相位噪聲的測量僅達(dá)到 40-MHz 載波頻率偏移，并且在這點(diǎn)以外沒有給出任何相位噪聲特性的相關(guān)信息,。
圖15 未濾波采樣時(shí)鐘輸入的測試裝置結(jié)構(gòu)
要設(shè)定使用未濾波時(shí)鐘時(shí)的正確積分上限，我們必須再一次復(fù)習(xí)一下采樣理論,。CDCE72010 的未濾波時(shí)鐘輸出看起來像一種具有快速升降沿的方波,，而其升降沿由時(shí)鐘頻率的基頻正弦波高階諧波引起。這些諧波的振幅比基頻低,，且其振幅隨諧波階增加而下降,。
在采樣時(shí)間，基頻正弦波及高階諧波與輸入信號(hào)混頻,，如圖16 所示,。（為了簡單起見，僅顯示了一個(gè)諧波,。）因此,，三階諧波周圍的相位噪聲與輸入信號(hào)混頻，而第三諧波也形成一個(gè)混頻結(jié)果,。但是,，由于時(shí)鐘信號(hào)的第三諧波的振幅更低，因此該混頻結(jié)果的振幅也被降低,。
圖16 采樣時(shí)間時(shí)鐘基頻及其諧波與輸入信號(hào)混頻
兩個(gè)采樣信號(hào)組合在一起時(shí),，我們可以看到，一旦振幅差異超出~3 dB 時(shí),，由第三諧波引起的總相位噪聲減弱為最小,。由于基頻和第三諧波之間的交叉點(diǎn)為2 × fs，將寬帶相位噪聲積分至2 × fs可以得到相當(dāng)準(zhǔn)確的結(jié)果,。
如后面圖19 所示,，CDCE72010 的未濾波LVCMOS 輸出相位噪聲在–153 dBc/Hz 附近穩(wěn)定，其始于~10 MHz 偏移頻率,，原因可能是LVCMOS 輸出緩沖器的熱噪聲,。ADS54RF63 EVM 具有~1 GHz（受限于變壓器）的時(shí)鐘輸入帶寬；因此理論上而言，應(yīng)該可以對(duì)相位噪聲求積分為~1GHz（在900-MHz 偏移頻率的3dB 時(shí)下降）,。這會(huì)帶來~1.27 ps 的采樣時(shí)鐘抖動(dòng),，并將fIN = 1GHz 的SNR 降至~42.8 dBFS!
圖17 低通濾波器前面添加RF放大器來降低轉(zhuǎn)換速率
圖18 不同低通濾波器限制相位噪聲
圖19 外推(extrapolate)123-MHz 偏移頻率的未濾波相位噪聲
實(shí)際SNR 測量結(jié)果比表6 所列要好不少。對(duì)比實(shí)際測量結(jié)果,，計(jì)算得時(shí)鐘抖動(dòng)和SNR 之間存在巨大的差異,。這表明，LVCMOS 輸出的相位噪聲實(shí)際較好地限定在由變壓器決定的900-MHz 偏移頻率界限以內(nèi),。
表6 1.27-ps 時(shí)鐘抖動(dòng)的SNR 結(jié)果
為了證明未濾波時(shí)鐘信號(hào)的相位噪聲需要積分至約兩倍采樣頻率,，我們實(shí)施了如下試驗(yàn)：在CDCE72010 輸出和ADS54RF63 時(shí)鐘輸入之間添加不同的低通濾波器。
需要注意的是,，與先前試驗(yàn)中的帶通濾波器一樣,，3X 時(shí)鐘頻率以下帶寬的低通濾波器降低了時(shí)鐘信號(hào)的轉(zhuǎn)換速率。低通濾波器消除了會(huì)產(chǎn)生更快速時(shí)鐘信號(hào)升時(shí)間和轉(zhuǎn)換速率的高階諧波,，從而增加了ADC 的孔徑抖動(dòng),。正因如此，我們將前面試驗(yàn)的相同低噪聲RF 放大器添加到時(shí)鐘通路,，并且利用可變衰減器讓轉(zhuǎn)換速率匹配信號(hào)生成器（參見圖17）,。
將不同轉(zhuǎn)角頻率的低通濾波器用于ADS54RF63 的采樣時(shí)鐘（如圖18 所示），得到了一些如表7 所列有趣值,。該試驗(yàn)結(jié)果表明,，LVCMOS 輸出對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)的相位噪聲影響被限制在約200 到250 MHz，其相當(dāng)于122.88-MHz 時(shí)鐘信號(hào)的80-MHz 到130-MHz 偏移頻率,，并約為2x 采樣頻率,。因此，將寬帶相位噪聲擴(kuò)至123-MHz 偏移頻率,，會(huì)產(chǎn)生~445 fs 的時(shí)鐘抖動(dòng),，如圖19 所示。理想情況下,，積分下限應(yīng)該位于500 Hz 處（原因是選擇的131000點(diǎn)FFT）,；但是，500-Hz 到1 kMz 偏移頻率的抖動(dòng)貢獻(xiàn)值極其低,，因此為了簡單起見其在本測量中被忽略,。
表7A DS54RF63 的測得SNR
利用調(diào)節(jié)后的相位噪聲曲線圖，計(jì)算得抖動(dòng)較好地匹配了SNR 測量結(jié)果,，其在ADS54RF63 和ADS5483 的10 到30 fs 范圍內(nèi)（參見表8）,。考慮到在第三諧波周圍可能存在相位噪聲的較小時(shí)鐘抖動(dòng)影響,，該計(jì)算得SNR 只是一種非常接近的估算結(jié)果,。
表8 445-fs 時(shí)鐘抖動(dòng)的SNR 結(jié)果
表9 濾波后及未濾波時(shí)鐘的測得SNR
結(jié)論
本文介紹了使用某個(gè)濾波或未濾波時(shí)鐘源時(shí),，如何正確地估算數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的SNR。表9 概括了得到的結(jié)果,。盡管時(shí)鐘輸入的帶通濾波器對(duì)于最小化時(shí)鐘抖動(dòng)是必要的,，但實(shí)驗(yàn)表明它會(huì)降低時(shí)鐘轉(zhuǎn)換速率，并使ADC 的孔徑抖動(dòng)降級(jí),。因此,，最佳的時(shí)鐘解決方案應(yīng)包括一個(gè)限制相噪影響的帶通濾波器，以及一定的時(shí)鐘振幅放大和轉(zhuǎn)換速率,，目的是最小化ADC 的孔徑抖動(dòng),。
本系列文章的第3 部分將介紹一些如何提高現(xiàn)有時(shí)鐘解決方案性能的實(shí)用實(shí)施方法。