引言/摘要

全球?qū)档湍芎牡男枨笳诖龠M節(jié)能技術的推廣,。在70W - 500W交流輸入電源中，由于LLC諧振轉(zhuǎn)換器 (效率通常在90%以上) 的效率高于標準電源拓撲,，所以其運用越來越廣泛,。本文闡釋了諧振轉(zhuǎn)換器高效的原因，并探討了LLC諧振轉(zhuǎn)換器的功能和優(yōu)勢,，最后簡要分析了一個采用FSFR2100 LLC諧振轉(zhuǎn)換器的電源,。

采用諧振轉(zhuǎn)換器的理由

把能耗降至最低有許多好處：減少溫室氣體排放,；減少不可再生能源的使用,，以及降低運行電源的生命周期成本。電源節(jié)能倡議不僅建議或規(guī)定不同負載條件下電源的效率,，而且還包括了對待機功耗的要求,。在美國加州，50W以上的外部適配器的滿負載效率必須大于85%,。80PLUS等自愿性倡議要求電源在20%,、50%和100%不同負載條件下的效率都大于80%,。而歐盟正在對20大類產(chǎn)品進行評估，旨在于整個歐洲范圍內(nèi)推出節(jié)能規(guī)范,，在其它地區(qū)的既有規(guī)范和自愿性標準預計將對歐盟規(guī)范有重大影響,。

功率因數(shù)校正(PFC) 前端是電源常用的一項額外功能，例如80PLUS倡議就要求采用PFC的功能,。PFC可以節(jié)省耗電量,，避免建筑物內(nèi)第三階諧波電流造成的一些問題，而PFC電路一般能產(chǎn)生380V-400V左右的恒定電壓,，這種窄輸入電壓范圍大大有利于諧振拓撲的采用,。

以往，前級臨界連續(xù)Boost升壓PFC和后級雙管正激拓補,，都是100W – 300W功率因數(shù)校正電源的首選拓撲,，這種情況直到最近才有所改變。這種拓撲簡明易懂,，是隔離型降壓拓撲 (正激拓撲) 的衍生結構,，利用兩個晶體管代替一個晶體管，可盡量減小晶體管成本,，簡化變壓器設計,。此外，這種拓撲能夠處理很寬的輸入電壓范圍,，具有很好的輕負載調(diào)節(jié)性能,。不過，它需要一個很大的輸出電感,，在大負載條件下的效率低于諧振轉(zhuǎn)換器,。

諧振轉(zhuǎn)換器中的零電壓開關

諧振轉(zhuǎn)換器的高效率優(yōu)勢源于它采用了零電壓開關 (ZVS) 技術 [注1]。電路中的功率開關在其兩端電壓極低時導通,。由于開關損耗和流經(jīng)開關的電流與開關上的電壓的乘積有關,，而電壓幾乎為零，故導通損耗非常低,。

只有在電流波形滯后于電壓波形時,，才會出現(xiàn)零電壓開關。這種滯后由諧振電路產(chǎn)生,，圖1顯示了一個諧振轉(zhuǎn)換器的模塊示意圖,。首先，利用半橋或全橋的電路把直流輸入電壓轉(zhuǎn)換為方波,，再將方波饋入諧振電路,。方波是由正弦基波和一系列高階諧波組成。在初步分析中,，可以把方波近似為基波,，可忽略高階諧波的影響,。

諧振電路產(chǎn)生電壓波形基本分量和輸出電流波形之間所需的相位滯后，其波形非常接近于正弦曲線,。諧振電路一般帶有一個變壓器,，既用來調(diào)節(jié)輸出電壓；也用作基于安全或電路考慮的隔離,。然后,，周期性輸出電壓波形被整流，產(chǎn)生所需的輸出直流電壓,。關于調(diào)節(jié)該電壓的控制回路稍后將會討論,。

圖1  LLC諧振轉(zhuǎn)換器模塊示意圖和零電壓開關波形

圖1顯示了第一級的輸出電壓和電流。諧振網(wǎng)絡造成的相移會在方波電壓和正弦電流之間造成延時,，從而實現(xiàn)零電壓開關,。當Q1關斷時，諧振電流會流經(jīng)Q2的體二極管,。由于在Q2上的電壓幾乎為零,，因此導通損耗極低。此外,，還有一個好處是因為開關噪聲更小,，故EMI也被降低，而EMI噪聲的主要分量在開關基頻上,。

要避免Q1 和 Q2同時導通的可能性,，需要一定的死區(qū)時間。以Q1的關斷波形為例,，流經(jīng)開關的電流很大,，接近峰值。在關斷期間的電壓變化為滿總線電壓,，故關斷步驟不是無損的,。

Q1的輸出電容的作用也必須重視，為了便于解釋,，我們想象一下在Q1的漏源極之間增加一個非常大的外部電容,，假設總線電壓為400V，漏／源電壓 (drain to source voltage) 為1V,，柵極驅(qū)動電壓為10V,。在關斷期間，電容會把漏-源電壓鉗位在1V,。因為CGD 電容只需要9V的充電電壓而非390V放電,，故需要的電荷遠少于正常關斷電荷的1/40 (這里考慮到了CGD隨電壓減小的額外有利影響)。因此,，Q1會因其上的電壓低而迅速關斷,。不過，要增加非常大的電容是不切實際的,，因為這會阻礙Q2的零電壓導通,。

MOSFET輸出電容的影響，再加上有時候一個小的外部并聯(lián)電容的作用,，是可以降低部分關斷的損耗,，并有助于接近上面提到的理想狀態(tài)。然而,，必須謹慎考慮Q2關斷和Q1導通的交互轉(zhuǎn)換,。為了確保Q2的零電壓開關，很重要的一點是Q1的電容需完全充電,，而充電時間應該不超過死區(qū)時間,。在給于總線電壓VBUS下該電容的充電時間tSW，開關時的電流ISW,，以及有效漏／源電容CDSeff的關系如下：

VBUS由設計條件預先定義,。如果CDSeff 為零，將出現(xiàn)Q1的硬開關和Q2的零電壓開關,。如果CDSeff 太大,，則出現(xiàn)Q2硬開關狀態(tài)。在輕載條件下,，而 ISW 很小,，那么隨著負載的減小，Q2最終也會出現(xiàn)硬開關狀態(tài),。CDSeff 的選擇主要取決于MOSFET的COSS,，故是一個重要的設計折衷。當考慮到任何芯片尺寸較大 (因而COSS 較大),、RDS(ON) 較低的MOSFET系列器件時,，這一點尤其重要。

LLC諧振轉(zhuǎn)換器中的輸出電壓調(diào)節(jié)

對于采用零電壓開關的諧振轉(zhuǎn)換器,，在設計諧振電路時必須確保電流波形始終滯后于電壓波形,。這種情況在負載為電感型時發(fā)生，并且頻率高于諧振頻率,。在增益特性方面,，電壓增益隨頻率下降?？刂齐娐房赏ㄟ^改變輸入方波的頻率來調(diào)節(jié)輸出電壓,，這會改變系統(tǒng)增益，從而產(chǎn)生調(diào)節(jié)過的輸出電壓,。

最理想的情況是,，增益特性與負載條件無關,，而且增益和頻率范圍都應該很易于調(diào)節(jié)?？上У氖?，這些特性都極難實現(xiàn)。以標準諧振轉(zhuǎn)換器為例,，串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的負載范圍很窄,，因為增益特性隨負載變化很大；而并聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器的輸入電壓范圍很窄,，輕載下效率也很低,。LLC轉(zhuǎn)換器則可以避免這些問題。

標準諧振轉(zhuǎn)換器中有兩個組件決定諧振頻率：電感 (L) 和電容 (C),。LLC轉(zhuǎn)換器是串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器,，有一個額外的電感  (L) 與其它兩個組件串聯(lián)，故名為L-L-C轉(zhuǎn)換器,。圖1所示的諧振電路即是一個LLC轉(zhuǎn)換器電路,。在該電路中，Cr 為諧振電容,。兩個電感值分別為集成式變壓器的勵磁電感(Lm) 和總漏電感 (Llkp 加 Llks),。在某些情況下，第二個電感值可以由一個外部獨立電感來實現(xiàn),，這種通常用于更高的功率級,。

相比其他諧振轉(zhuǎn)換器，LLC 轉(zhuǎn)換器在變化負載條件下具有良好的調(diào)節(jié)性能,。它要求線路輸入電壓控制良好,，故一般需要PFC 前端高性能工作。業(yè)界對它的了解遠不及雙管正激拓撲,。它的頻率范圍比雙管正激拓撲寬,，但比其它諧振轉(zhuǎn)換器要窄得多。

圖2顯示了一個LLC轉(zhuǎn)換器的增益特性,。在增益與頻率的關系圖中,，給出了不同負載條件下的增益曲線。LLC 轉(zhuǎn)換器有兩個諧振頻率,。如箭頭所指,，較低的諧振頻率在60kHz左右；較高的則為100kHz,。所有曲線,，不論負載如何，都相交于第二個諧振頻率處。

對于這種設計,，諧振頻率下的增益為1.2,。因此如果輸出電壓設定為12V、匝數(shù)比為40:1,，那么這將出現(xiàn)在400V輸入電壓下,。不論負載如何,，忽略損耗情況,，頻率將保持不變。

為了便于說明,，我們假設輸入電壓上升到480V,，這時控制電路必需把增益降低到1.0，才能保持12V的輸出電壓,。在這種情況下,，頻率將在滿載下的115kHz和 20% 負載條件下的130kHz之間變化，從圖中可看出,，正是對應的負載條件下的增益曲線與增益＝1.0這條線相交處的頻率,。

這顯示出當偏離設計的輸入工作電壓時， 頻率便會發(fā)生一些變化,，輕負載下開關損耗就會增加,。總而言之,，LLC轉(zhuǎn)換器在恒定輸入電壓下工作性能最好,，比如由 PFC 級提供電壓。通過設計,，它們可適用于某個地區(qū)的電壓輸入范圍,，比如195VAC – 265VAC。

圖2：LLC諧振轉(zhuǎn)換器增益曲線示例

對于更高的功率級,，它通常都帶有功率因數(shù)校正 (PFC) 前端級,。LLC轉(zhuǎn)換器的設計使得幾乎在所有工作條件下PFC級都產(chǎn)生恒定輸出電壓，在此電壓下,，頻率不隨負載改變而變化,。對于缺失輸入半波的情況下，就需要一些額外的增益,，這就是所謂的“保持” (hold-up) 時間要求,。

采用FSFR2100的電路實例

圖3所示為采用FSFR2100實現(xiàn)的LLC諧振轉(zhuǎn)換器，輸入由PFC級提供,。它采用26mm x 10.5mm x 3.2mm的超小型封裝,，集成了600V高壓控制IC和2個600V MOSFET。這種諧振轉(zhuǎn)換器的效率相當高，無需散熱器即可處理高達200W的功率,，從而使設計更為緊湊,。而標準拓撲必需散熱器才能處理200W電源。

圖3：采用FSFR2100的典型LLC諧振轉(zhuǎn)換器電路

組件Rdamp,、Dboot 和 CHVcc構成內(nèi)部驅(qū)動高端MOSFET所需的自舉式 (bootstrap) 電路,，可以利用一個電阻 (Rsense) 和濾波電路 (RLPF 與 CLPF) 來感測電流，以檢測正常和非正常過流情況,。正常過流保護電路有1.5 us的延時,，而非正常過流保護電路延時為50ns。非正常過流保護電路可迅速檢測出嚴重的故障,，例如輸出二極管短路,。過流保護容忍激活之前輸出端的暫時過載，時間由CON引腳上的定時電容CB (帶1.5us的固定延時,，以消除噪聲) 決定,。

CON引腳還可控制LLC控制器的開和關。FSFR2100帶有突發(fā)模式,，該模式會先有一連串的諧振活動發(fā)生,，然后就有一段無開關期，這樣可以提高輕載條件下的效率,。CON控制用于進一步提升帶有輔助電源電路的待機性能,。如果沒有輔助電源，器件便由一個輔助線圈供電,。當LVcc電壓過大時,，過壓保護電路會關斷器件。在器件由輔助線圈供電的應用中,，它可用作輸出過壓保護電路,。

圖中顯示的LLC諧振電路如前所述。在這個例子中,，輸出整流模塊使用了D1 和 D2這2個輸出二極管,，在變壓器的輸出端還有1個中間抽頭。

KA431周圍的電路是誤差放大器和光耦合電路,，這些電路將反饋回初級端,。如果輸出電壓增加，超過所希望的參考值,，系統(tǒng)的增益必須減小,。這可以通過增大RT引腳的電流，提高工作頻率來實現(xiàn),。如果光耦合晶體管導通,，頻率就會增加,，甚至一直達到由Rmax 決定 (與Rmin相互作用) 的最大頻率，這情況一般發(fā)生在輸出電壓超過參考值時,。增益的減小最終導致輸出電壓降低到所需的參考級,，因而實現(xiàn)閉環(huán)工作。

軟啟動能在啟動期間保持著低增益,。從增益曲線可看出,，這是在高頻下發(fā)生的，故軟啟動時需要高頻 (一般是諧振頻率的2到3倍),。Css 和 Rss,，再加上Rmin ，決定了軟啟動的性能 (此時Rmax忽略不計),。當Css充電時,，Rss將吸取RT引腳的電流,，開關頻率增大,。當Css 完全充電時，沒有電流流經(jīng)Rss ,，故電流由Rmin.決定,。

FSFR2100可實現(xiàn)高達300kHz的工作頻率，支持軟啟動等功能,。正常工作頻率在100kHz范圍,。

參考文獻

[1] R. W. Erickson and D. Maksimovic, “Fundamentals of Power Electronics”, Second Edition, Springer, 2001, Chapter 19, ISBN 0-7923-7270-0

[2] Fairchild Semiconductor Application Note AN4151, “Half-bridge LLC Resonant Converter Design using FSFR-series Fairchild Power Switch (FPS™)”, www.fairchildsemi.com