由于業(yè)界正在不斷尋求更低的測試成本,，許多RF測試工程師必須繼續(xù)地縮短測量時間,。如你所知,，無線網絡（WLAN）裝置的測試操作也必須要迎合這個趨勢,。無論是用于設計檢驗的自動化測試系統(tǒng)或者是最終產品的測試操作，測試系統(tǒng)的測量速度已經變得越來越重要,。然而,，在大多數(shù)情況下，除了縮短測試的時間并降低測試成本之外,，系統(tǒng)的測量精度與可重復性卻不能受到影響,。這篇技術文章將針對WLAN測量操作，說明可能影響測量速度的多個權衡要素,。在了解了相關概念之后,，還將針對提供測試系統(tǒng)的測量速度，提供更好的實踐說明,。本技術文章將按照順序對下列要素進行說明：平均度與可重復性,；完整脈沖與部分脈沖的EVM；復合測量與單一測量,；測量頻跨與測量時間,，最后是CPU與測量時間的關系。針對上述相關的要素,，本技術文章將通過NI PXIe-5663 -- 6.6 GHz RF矢量信號分析儀來進行范例測量操作,。這些實例使用NI PXIe-5673 -- 6.6 GHz RF矢量信號發(fā)生器作為激勵。而且所有的范例都使用了NI WLAN測量套件（Measurement Suite）,，其中包括NI LabVIEW與LabWindows™/CVI的信號產生與分析工具包來搭建測量平臺,。若要進一步了解應該如何設置PXI WLAN測試系統(tǒng)，可以參閱配置軟件定義的WLAN測試系統(tǒng),。雖然這篇技術文章著重于PXI RF儀器的操作,，但相同的基本測量要素也可能通用于任何RF儀器。因此，無論是PXI儀器與傳統(tǒng)的RF儀器,，都可以通過這篇技術文件來提高相關的性能,。
權衡要素1 – 平均度與可重復性
無論是自動化設計檢驗還是生產測試方面的應用，提升測量結果可重復性的常見技術,，就是平均多次測量的結果,。然而，如果要設定大量的平均值來提高測量結果的可重復性,，將會增加測量的時間,，一般來說，總體的測量時間可以通過平均值的次數(shù)而進行線性的調整,。因此,，如果單一測量操作需要用時20ms，那么相同的測量結果10次取平均的時候,，就將花費近200ms,。
更進一步來看，由于平均操作可以將不可重復的減損（Impairment）- 如加性高斯白噪聲（Additive white Gaussian noise,，AWGN）在多次測量之間進行抵消,，因此可以有效地提高可重復性。如果要了解平均操作對可重復性的影響,，就可以使用NI PXIe-5673 RF矢量信號發(fā)生器與NI PXIe-5663 RF矢量信號分析儀來執(zhí)行環(huán)回測試,。通過上述裝置，可以在2.412GHz上產生802.11g正交頻分多工（OFDM）,，-10dBm功率強度的RF信號,。同樣的，使用4種不同信號種類– BPSK (6 Mbps),、QPSK (18 Mbps),、16-QAM (24 Mbps)，與 64-QAM (54 Mbps)就可以了解脈沖的大小與調制類型對測量時間的影響,。如果使用1024位的有效載荷,，那么每種信號類型都將具有不同數(shù)量的OFDM符號。舉例來說,，BPSK脈沖將具有343個符號,，而64-QAM脈沖將使用39個符號。因此,，每種信號類型的脈沖間隔也不一樣,，表1顯示了不同類型脈沖寬度的不同。
表1 802.11a/g可變數(shù)據(jù)傳輸率的調制方式,，脈沖間隔以及符號數(shù)
誤差矢量強度（EVM）測量操作可以提供完整的信號調制質量,。在EVM測量操作中,，有兩種內置的方法可以展現(xiàn)平均的結果。針對IEEE802.11a/g脈沖,，測量的結果將覆蓋各個OFDM子載波與符號,。以EVM的均方根（RMS）表示。根據(jù)表1來看,，應該可以直接看出脈沖中的符號數(shù)量,，而且如果EVM是較低的6Mbps（BPSK）數(shù)據(jù)傳輸率，應該可以產生超過54Mbps脈沖的可重復測量操作,。從而可以得知較長脈沖也具有較多的符號,。但是，僅當EVM是通過完整脈沖（而非特定部分脈沖）表現(xiàn)為RMS時,，上述的假說才是成立的,。權衡要素2將針對部分脈沖進行分析，說明相關的可重復性,。
在一般的情況下,，我們可以假設：在執(zhí)行較長脈沖的測量操作的時候，將可以產生更多的可重復的EVM結果,。圖1顯示了平均次數(shù)與測量標準偏差之間的關系,。這些測量操作都是通過NI PXIe-5673 RF矢量信號發(fā)生器和NI PXIe-5663 RF矢量信號分析儀來進行的,。使用-10dBm的RF平均功率,，并且將這兩種儀器的中間頻率均設定為2.412GHz。
圖1 平均操作可以降低測量平均值的標準偏差
圖1展示了當每次測量操作所使用的平均次數(shù)增加的時候,，1000次EVM測量的標準偏差將隨之降低,。請注意，由于 圖1 所使用的信號源是RF矢量信號發(fā)生器- 專門為了產生可重復的信號而設計的產品,，所以圖1中的EVM與標準偏差均大大好于802.11g轉換器所可能產生的實際情況,。因此，可以將圖1顯示的結果作為可重復性的標準,。并且,，請注意，只有以絕對測量值（Absolute measurement value）表示的測量其可重復性才有意義,。一般來說,，只要測試儀器的EVM標準越高，其可重復性的影響就越小,。表2則顯示測量操作設定為10次平均時的EVM結果,。
表2 EVM與調制類型保持相對的一致性
表2 顯示，無論調制方式的不同所測得EVM將趁于一致,，然而,，這也表示使用者可以通過較長的脈沖來獲得較好的標準偏差,。當然也將需要測量更多的符號。舉例來說,，如果進行10次平均就可以在64-QAM信號上達到0.081dB的標準偏差,，那么當測量BPSK信號的完整脈沖時，只需要5次平均就可以達到相同的標準偏差,。
一般來說,，只需要花費較長的測量時間，就可以通過平均操作來達到較低的標準偏差結果,。表3就以54Mbps脈沖來說明了這種關系,，請注意,，表3的測量時間包含 了門控功率和EVM測量操作。
表 3. 測量時間隨著平均次數(shù)的增加而增加
在表3中，我們使用PXIe-5663 RF矢量信號分析儀與一套NI PXIe-8106控制器執(zhí)行復合的EVM與門控功率測量操作,。EVM是由完整脈沖的RMS計算所得；而且其中的平均值與標準偏差是以超過1000次的測量操作所計算得出的,。表3則說明,，測量時間與平均次數(shù)之間那趨于線性的關系。NI WLAN分析工具包使用了所謂的非同步提?。ˋsynchronous fetching）技術,，即當分析儀提取出新的記錄的時候，也同時處理以前的記錄,。因此,，使用者不需要受到線性時間（Linear time）的限制就可以對多次平均進行測量操作。另外,，還請注意表3所列出的單次平均的EVM與功率測量將花費9.4ms,，但如果將平均次數(shù)設定在10次，測量操作就僅花費了63.6ms,，即每次的平均耗時為6.3ms,。
權衡要素2 – 完整脈沖EVM與部分脈沖EVM
如果將儀器設定為執(zhí)行部分脈沖EVM，而不是處理完整脈沖EVM測量時,，就可以在某些情況下獲得較快的EVM測量,。按照默認值來處理，NI WLAN分析工具包將執(zhí)行OFDM EVM測量來作為整個脈沖序列中所有子載波中每個符號的RMS,。同樣的,，NI WLAN分析工具包將802.11b DSSS EVM測量作為整個脈沖序列所有片段的RMS。但是,，仍然有諸多范例顯示,，如果僅測量脈沖的第一部分，那么不僅可以得到可重復的測量并節(jié)約測量時間,。在這樣的情況下,，您可以通過編程來配置運算EVM所需要的符號數(shù)目或者片段數(shù),。
為了說明部分脈沖分析的影響，我們可以通過兩組不同的脈沖并設定其分別使用BPSK (6 Mbps) 和 64-QAM (54 Mbps),。如表1所示,，BPSK脈沖具有1434 µs的長度與343組符號；而64-QAM脈沖具有176 µs的長度和39組OFDM符號,。同樣的,，本實驗展示了運算EVM測量時間的結果作為1000次測量的平均值。每一個測量值都通過一次平均來實現(xiàn)并關閉了軌跡,。圖2 展示了用來進行運算操作的符號數(shù)量與BPSK脈沖測量時間的關系,。
圖2 BPSK脈沖所測得標準偏差與符號之間的關系
如圖2所示，對于BPSK這種較長的脈沖序列來說,，如果可以只分析序列的一部分而不是所有的符號,，就可以大大縮短測量的時間。如果使用比較少的符號,，就可以將該脈沖的測量時間從40ms縮短為22ms,。此外，在較快的測量條件下,，測量結果的可重復性可能會出現(xiàn)稍微的偏差,。
很顯然，部分脈沖測量的優(yōu)點是可以縮短較長脈沖的測量時間,。造成這個結果的原因就是對于較長的脈沖序列來說,，進行一次測量的準備時間（內存分配、驅動調用以及數(shù)據(jù)采集的時間）與整個脈沖的測量時間相比僅占很小的一部分,。而與之相反,，對較短的脈沖序列（例如64-QAM和16QAM）來說,，相對于使用的符號來說,，靈活性就相對小了。例如,，一個64-QAM脈沖序列僅包括39個先頭符號,。因為您需要多于16個符號來進行可重復的EVM測量，所以您將不能在64-QAM脈沖序列上顯著地縮短測量時間,。圖3顯示了針對54Mb/s的脈沖其測量時間與符號數(shù)目的關系,。
圖3 對較長的脈沖序列來說，部分脈沖分析會更快
圖2與圖3所顯示的結果,，都使用了NI PXIe-8106控制器來加快測量的速度,。請注意，這些結果僅適用于某些條件,，針對較長的BPSK與QPSK 802.11a/g信號而言,，僅進行部分脈沖分析的確可以縮短測量的時間,。
通過WLAN分析工具包，也可以使用相同的方法來設定IEEE802.11b EVM測量操作只對部分脈沖進行計算,。由于802.11b使用直接序列擴頻（DSSS）,，因此將通過多級片段來計算EVM。因為默認的EVM測量將對完整的脈沖進行計算,，使用者可以將WLAN分析工具包設定為僅對1000組片段執(zhí)行EVM測量操作,。
圖4. 以較少的DSSS片段來配置EVM所得到的802.11b的測量時間
從圖4可以看出，如果針對1Mbps的信號脈沖減少測量的片段數(shù)量,，就可以將測量的時間從300ms縮短為170ms,。
權衡要素3 – 復合測量與單一測量
縮短WLAN測量時間的第三個要素，就是執(zhí)行復合式的測量操作來取代個別設定的測量操作,。通過WLAN分析工具包,，只需要執(zhí)行單一的復合式測量操作就可以進行所有的時域測量（時域功率、EVM和頻率偏移）,。由于復合測量可以從單一脈沖中計算得到多項測量結果,，因此其效率高于順序執(zhí)行的獨立測量操作。
當使用復合式測量操作測量功率時,，必須考慮兩種方式,，如果使用WLAN分析工具包，即可以通過完整的脈沖序列來測量RF功率,，也可以通過部分脈沖序列來進行門控測量,。表4展示了各個測量操作所需要的測量時間。該表格中的所有結果,，都是100次測量各自進行了單次平均之后的總的平均值,。在些范例中，我們使用了16組OFDM符號來完成每次802.11a/g EVM測量操作,。并針對20~120 µs的部分脈沖序列進行門控功率測量,。
表4. 進行802.11a/g復合測量與單一測量所需要的時間
從表4可知，針對802.11a/g的單一脈沖序列執(zhí)行如EVM與功率等重要的復合測量時,，其總測量時間與多個單一測量的時間總和相比將可以有大幅地降低,。表4所示的復合測量包含了EVM，門控功率（部分脈沖）與TX功率（完整脈沖）測量,。
如果對802.11b信號進行相應的復合式測量,，也可以省下差不多的時間。針對該信號類型,，重要的測量可以包括EVM,、功率、功率上升時間與功率下降時間,。同樣的,，由于復合式測量可以讓使用者同步地進行多個測量操作,，因此是一種加速裝置測量速度的方法。表5即是以NI PXIe-8106雙核控制器運行LabVIEW 8.6.1進行測量的結果,。這里通過對1000個片段進行EVM測量,，并且以100 µs的時間間隔來計算門控功率。
表5. 進行802.11b復合測量與單一測量所需要的時間對比
同樣的,，表5說明了并行測量操作可以達到較高的效率,。如果分別執(zhí)行11Mbps CCK脈沖、EVM,、TXP和上升/下降測量操作,，將總共需要126ms的測量時間，但如果是平等測量,，則僅需要64ms的總測量時間,。
權衡要素4 – 測量頻跨與測量時間
執(zhí)行WLAN頻譜測量所需要注意的第四個權衡要素，就是測量的頻跨與測量時間之間的關系,。IEEE 802.11標準為802.11a/g信號定義了60MHz的頻域遮罩,，為802.11b定義了66MHz的頻域遮罩；并且還有幾個實例可用于用戶自定制,，舉例來說,，測試工程師可能需要100MHz的頻跨來測試調制信號頻率范圍以外的混疊信號。更進一步來說,，工程師也可能對802.11b信號只使用44MHz的頻跨以縮短測量時間,。
不管是數(shù)字IF分析儀還是傳統(tǒng)的掃頻分析儀來說，測量頻寬越大,，需要的測量時間越長,。使用傳統(tǒng)的掃頻分析儀，測量的時間與頻跨會是線性的關系,。在這樣的條件下,，如果將一個100kHz的RBW濾波器在所需要的頻跨范圍中進行掃頻，測量的時間將與測量的頻跨成線性關系,。如果使用矢量信號分析儀（如NI PXI-5661和NI PXIe-5663）,，那么其結果將會有所不同。與矢量信號分析儀的實時帶寬相比,，頻譜測量操作的實時帶寬較為狹小，因此不需要另外的RF前端來對信號進行重調以完成測量,。
例如,，NI PXIe-5663 RF矢量信號分析儀如果提供50MHz的實時帶寬，那么使用者就不需要花費大量的時間來重新調整儀器的前端,，也可以執(zhí)行低于50MHz頻跨的頻譜測量操作,。圖5即是使用NI PXIe-8106控制器執(zhí)行頻譜測量操作,，根據(jù)頻跨范圍的不同而在3~12.5ms之間變化。
圖5. 運行于NI PXIe-8106控制器的WLAN 802.11g/g測試的頻域遮罩對頻跨的關系（NIRFSA 2.2或更新版本）
與之相對的,，如果頻跨是在50MHz與100MHz之間,，就必須要對分析儀的RF前端重新進行一次調整。因此,，加上CPU對信號進行額外處理所需要的時間分析儀前面重調操作將會增加全局測量時間,。圖5展示了一個66MHz頻跨（完全的802.11a/g頻域遮罩）的信號需要近12.5ms的時間來測量。在這樣的條件下,，附加時間將會取決于本地晶振的穩(wěn)定時間而不是信號處理的時間,。
請注意，與該EVM測量相似的是：操作者必須考慮測量時間與平均次數(shù)之間的關系,。由于平均操作可以合理地降低本底噪聲,，所以一般工程師都會在測量的時候執(zhí)行幾次平均。在圖6中,，可以觀察到單次平均與100次平均下的頻譜遮罩測量（66MHz頻跨）結果的區(qū)別,。
圖6 對頻譜模板測量操作來說，適當?shù)钠骄梢越档蜏y量的不確定性
因此,，測量頻跨與平均次數(shù),，都將影響頻譜模板測量的整體速度，一般來說,，只有在RF前端必須進行重調時,，測量頻跨對測量時間的影響會比較大，而從另一方面來看,，平均次數(shù)帽與測量的時間有線性的關系,。
例如，考慮對處理器資源要求較高的802.11b的頻譜模板測量（44MHz頻域范圍）,，圖7展示了測量時間與平均次數(shù)之間的線性關系,。
圖7 在不同CPU條件下頻譜模板測量時間與平均次數(shù)的關系
更進一步來說，CPU測量時間與CPU的特性有相當大的關系,。在這個實例中,，CPU的運算能力越強，例如使用NI PXIe-8106控制器,，就能夠越快地完成這個測試,。
權衡要素5 - CPU對測量時間的影響
第五個會大幅影響WLAN信號測量的權衡要素是測量系統(tǒng)所使用的CPU。CPU是軟件定義的PXI測量系統(tǒng)的核心基本部件之一,。CPU的性能也往往是影響測量性能最直接的因素,，對RF的測量更是如此。幸運的是，現(xiàn)在的用戶可以通過目前的多核CPU配合WLAN分析工具包來獲得極高的工業(yè)級的測量結果,。
雖然實際系統(tǒng)的性能仍然受到很多其它因素的影響（如存儲介質容量的大小或其它應用背景的影響）,，但在自動化測試系統(tǒng)中，CPU性能與測量時間的關系密不可分,。表6就展示了以PXI控制器為基礎的比較結果,。
表6 多款PXI Express 控制器的重要參數(shù)對比
以上幾個CPU的性能都會對整體的測量速度造成影響，但其中影響最大的,，包括處理核的數(shù)量,、CPU時鐘頻率、前端總線,、L2緩存的大小和系統(tǒng)內存的大小,。
圖8展示的是脈沖數(shù)據(jù)傳輸率與測量時間的關系。還有CPU對EVM測量時間的影響,，如圖所示,，NI PXIe-8106雙核控制器在所有的數(shù)據(jù)傳輸率中，都可以取得較快的EVM測量時間,。
圖8 較快的CPU可以縮短測量的時間
雖然PXIe-8106在所有的數(shù)據(jù)傳輸率下都可以取得最快的速度,，但是請注意，它并非本次實驗使用的所有控制器中時鐘頻率最高的,。雖然NI PXIe-8130所使用的AMD CPU的時鐘比NI PXIe-8106的時鐘頻率要高,，但由于其L2緩存大小較小，因此影響了其運算的速度,。NI PXIe-8106所使用的Intel Core 2Duo T700 CPU,，是這次實驗中L2緩存最大（4MB）的CPU。
結論
如上面的表格與圖示所展示的,，有很多的因素都可能影響WLAN信號的整體測量時間,。因此，如果想要將測量系統(tǒng)的速度發(fā)揮到極致,，就必須要仔細地考慮相關的配置,，包括平均次數(shù)、所要測量的符號數(shù)與測量頻跨（頻譜）,。更進一步地看,，雖然操作者可以調整多個測量配置來縮短測量的時間，卻也需要同時考慮可能關聯(lián)影響的可重復性,、精度或者是測量的完整性,，進而達到結果的平衡。因此,，如果要不犧牲測量的品質又要能夠提升測試的數(shù)據(jù)傳輸量,，最簡單的辦法莫過于選擇更好的CPU。而軟件定義的PXI架構的測試系統(tǒng)的重要優(yōu)勢之一就是可以讓操作者可以根據(jù)自己的需要選擇CPU,。除了可以大幅提升測量速度之外,，PXI系統(tǒng)也可以高度的自定制。所以,，操作者可以獲得未來升級處理器的靈活性以達到更快的測量速度,。