早期的開關電源通過強制開通或關閉激勵管的方式工作,，其開關噪聲和開關損耗大,，工作效率難以進一步提高。軟開關技術則利用LC諧振來調(diào)整開關時刻的電流或電壓值,，以達到開關損耗最小的目的,，在開關噪聲和工作效率方面都優(yōu)于硬開關電源。因此,，諧振式開關電源將得到快速發(fā)展,。實現(xiàn)軟開關工作的芯片有多種型號，且工作原理各不相同,。例如準諧振反向控制器UCC28600芯片,，以反激勵電壓下降至最低值后開通激勵管、激勵電流達到峰值或定時關閉激勵管的方式工作,，單極性輸出,，其開關頻率隨輸出功率而變化，一般用于小功率電源,；諧振模式控制器UCC25600是基本固定諧振頻率,，利用反饋自動調(diào)節(jié)開關頻率，使電路在諧振與失諧之間調(diào)整,，改變有效激勵功率,，雙極性輸出,，一般用于100 W～1 kW的電源。本文以UCC28600D芯片為基礎,，研究這類軟開關電源的設計要點,。

1 UCC28600D芯片工作特點
    UCC28600D芯片是多模式準諧振反向控制器，自身功耗低,，只有8個端口,，電路連接簡單。該芯片內(nèi)部設置有可變振蕩頻率的振蕩器,，自身并不直接決定輸出脈沖頻率,。其脈沖輸出與脈沖關閉方式由芯片的外部電路狀態(tài)決定：當電壓狀態(tài)檢測保護端7的電位下降至最低值(電壓谷點)時，開通輸出脈沖,；當7端口流出的電流達到450 μA(此時端電位為0 V)或者7端口端電壓超過3.75 V時,，均進入過壓保護狀態(tài)；根據(jù)檢測到的3端電位值關閉輸出脈沖或定時關閉脈沖,，準諧振模式或不連續(xù)模式下為0.4 V～0.8 V,，折返模式下3端口電位固定為0.4 V，不再對激勵電流做檢測,，由內(nèi)部定時關閉脈沖。芯片的脈沖頻率總是在40 kHz～130 kHz之間通過2端口的電位自動調(diào)整,，而2端口的電位是由電源輸出參數(shù)（預設的電壓或電流值）進行閉環(huán)調(diào)整：4.0 V～5.0 V時工作在準諧振模式的斷續(xù)狀態(tài),；2.0 V～4.0 V時工作在準諧振模式的連續(xù)狀態(tài)(130 kHz)；1.4 V～2.0 V時工作在頻率折返模式(40 kHz～130 kHz),；0.5 V～1.4 V時工作在低頻率節(jié)能模式,。脈沖頻率越高，輸出功率越小,，這正是反激勵電路的一個特征,。所以UCC28600D適合反激勵工作方式。
2 由UCC28600D構建的軟開關電源
    電源工作在反激勵方式下,，可以通過調(diào)整脈沖頻率的方式改變輸出功率,。而對于正激勵方式，需要通過改變脈沖占空比的方式調(diào)整輸出功率的大小,，UCC28600D芯片本身的變頻率功能起不到直接作用,。反激勵電源的工作方式是先將電能轉(zhuǎn)換成磁場能儲存在磁路或者磁芯材料中，然后在下一個時間段再將磁場能轉(zhuǎn)換成電能輸出,。單位時間內(nèi)所儲存的磁場能大小決定著反激勵電源的輸出功率大小,。磁芯材料的可用儲能大小可以由下式計算[1]：
    
其中μr是材料的相對磁導率，V是磁芯材料體積(以mm3為單位),，Bm是最大工作磁感應強度(以T為單位),。磁芯材料儲能能力除了與其體積成正比外，還與最大磁感應強度成正比，與相對磁導率成反比,。以EC2828鐵氧體磁芯變壓器為例,，其磁芯體積約為5 800 mm3，最大磁感應強度只能取為0.4 T,，而最大可用磁感應強度只有0.2 T左右（取值與工作頻率有關）[2],，相對磁導率約為2 000。磁芯緊密結合時,，最大儲能為46 μJ,，以100 kHz脈沖頻率計算，最大輸出功率約為4.6 W,，而同樣規(guī)格的磁芯以正激勵方式工作的輸出功率在50 W以上,。若在磁路中設置氣隙，雖然可以增加儲能量,，但會增加漏磁,。可見單純地采用反激勵方式并不是最佳方案,，難以發(fā)揮出應該具備的供電能力,。本文設計中采用以正激勵為主的單極性正反激勵共用方式，使電源能夠提供盡量大的功率,，同時,，在每一個周期的供電時間上更加均衡，有利于減小輸出電壓的脈動量,。
    電路如圖1所示,，除了交流電壓輸入濾波整流電路外，還包含6個功能模塊,。(1)脈沖產(chǎn)生和激勵電路,，主要由IC1和變壓器T1原邊繞組組成，控制變壓器的能量轉(zhuǎn)換,；(2)漏感能量吸收消耗與諧振回路,，吸收變壓器漏感所儲存的能量，限制激勵管上的反激勵電壓,，并與變壓器激勵繞組構成去磁諧振,；(3)芯片供電網(wǎng)絡，分為電阻限流供電和變壓器T1反饋供電,，提供13 V～15 V之間的芯片工作電壓,；(4)線電壓與反激勵電壓取樣保護電路，檢測過電壓與否,；(5)正,、反激勵輸出與濾波電路,；(6)限壓反饋網(wǎng)絡，用以穩(wěn)定輸出電壓,。

3 電路主要參數(shù)的確定
    (1)采用壓敏電阻的漏磁能量吸收兼諧振回路參數(shù)
    漏磁能量吸收和諧振電路由R23,、R2、C3,、C20,、D3和變壓器原邊線圈組成，在進入反激勵期間吸收漏磁通能量,。R2采用壓敏電阻,，用以限制C3上的電壓基本不超過330 V，使得激勵管漏極電位基本不超過630 V,，保護激勵管不會因電壓過高而擊穿,。R23是阻尼電阻，消耗所轉(zhuǎn)移的一部分能量,。電容C20有兩重作用：一是在反激勵開始瞬間對二極管D3起到開通緩沖作用,；二是構成變壓器去磁后的諧振回路。
    變壓器原邊與能量吸收電路構成諧振回路,，在變壓器儲能基本釋放完畢后,，激勵管漏極電位下降是一個諧振的過程。激勵管漏極電位下降速度由電容C20和變壓器初級電感量決定,。C20容量越大,，激勵管漏極電位下降速度越快。圖2是C20取100 pF時的電位曲線,，其中幅度大的是激勵管漏極電位曲線，幅度小的是變壓器輸出電壓曲線,。當然,，諧振周期還與變壓器分布參數(shù)有關。

    UCC28600D的準諧振方式所依靠的諧振是變壓器儲能釋放完畢后產(chǎn)生的,，下降的幅度與漏極反激勵電壓幅度相關聯(lián),。漏極反激勵電壓越高，漏極電位下降幅度也越大,，基本對稱于漏極線電位,。因此，反激勵電壓應該略高于線電壓,，使得激勵管漏極電位通過諧振過程下降至0 V附近,，盡量多地消除開通激勵管的損耗。這一點與其他反激勵開關電源的設計有明顯區(qū)別,。圖2中的反激勵電壓是200 V,，圖3所對應的反激勵電壓為300 V,，比前者的諧振低電位明顯低，達到接近0 V的理想狀態(tài),。

    (2)開關電源變壓器參數(shù)設計
    開關電源變壓器參數(shù)設計是開關電源設計中的關鍵內(nèi)容之一,。在這里采用限定功率設計法[3-4]，以60 W為基本設計參數(shù),，最大輸出電壓為29 V,。最大輸出功率對應的最低開關頻率為40 kHz，所需要的輸出功率減小時驅(qū)動芯片會自動提高開關頻率,，以減小激勵功率,。
    在限定功率設計中，首先根據(jù)安裝空間和規(guī)律確定磁芯變壓器規(guī)格,。這里選用EC2828臥式結構,，PC40材料，其中心磁柱載面積Ae約為78.5×10-6 m2,，100 kHz下的最大磁感應強度Bmax只能取為0.4 T,，相對磁導率約為2 000。正激勵電壓為260 V～300 V,，反激勵電壓300 V,，正、反激勵均輸出電能,。根據(jù)電壓時間平衡方程U正t1=U反t2,，在最低40 kHz、最大25 μs周期中正激勵時間接近12 μs,，最大反激勵時間約為12 μs,，還有至少1 μs的諧振半周期時間。繞組匝數(shù)越小,，電感量越小,，在固定時間內(nèi)電流上升越快，容易進入磁飽和,。為了防止出現(xiàn)磁飽和,，激勵繞組由一個最少匝數(shù)限制，激勵繞組的最小匝數(shù)由下式計算：
    
其中,，線電壓按照最高值300 V代入,，最大磁感應強度Bmax取為0.36 T，與0.4 T相比留出了一定裕量,?？紤]輸出繞組匝數(shù)為整數(shù)，最低輸入時的正激勵輸出電壓應該達到40 V,。匝比定為260∶40比較合適,，正激勵輸出繞組N3定為20匝,，實際N1可以取為130匝。正激勵匝比為6.5,。
    根據(jù)60 W輸入功率,，若完全按反激勵輸出，所需的激勵電流峰值約為1 A,。反激勵是以磁芯所儲存的能量輸出,，一般磁芯儲能有限，這一電流值無法單純依靠勵磁達到,。若按反激勵輸出能量占總能量的20%計算,，需要的最大勵磁電流Im為：
    
    在UCC28600D以電流限功率的工作方式中，若將最大激勵電流限制為1 A,，反激勵電流不足部分由正激勵電流補足,，則最大正激勵電流應該達到0.7 A，由輸出濾波電感控制,。以上是以最大周期計算極限值,，若開關頻率被提高，芯片自身會相應改變限流值,。對于輸出29 V電壓,，考慮整流二極管等還有一定電壓降，反激勵輸出繞組的電壓應該預設為30 V,。反激勵匝比為10∶1,。根據(jù)電壓匝比關系，30 V反激勵式輸出繞組需要繞制13匝,。同理,，16 V反饋電壓繞組也采用反激勵輸出，需要繞制7匝,。
    (3)確定限功率電阻
    UCC28600D芯片驅(qū)動的激勵電路是以限制激勵電流的方式來限制輸出功率,。對于激勵電流限制型的電源，無論采用正激勵還是采用反激勵方式,，其輸出功率基本相等,。因而可以參照單純的反激勵勵磁電流來計算限流值,，進而計算出限功率電阻R12,，參見圖1。根據(jù)以上計算,，單純的反激勵勵磁電流應該達到1 A左右,，0.8 V的限功率電壓對應限流電阻應取為0.8 Ω。若取為1 Ω,，則其實際輸出功率有所減小,。
    (4)確定正激勵濾波電感量
    輸出整流濾波電路包含正激勵輸出整流和濾波,、反激勵輸出整流和濾波。正激勵輸出繞組和反激勵輸出繞組相互獨立設置,、獨立整流,。L2、D2a用于正激勵整流濾波,，D2b用于反激勵整流,，兩者共用濾波電容。正激勵濾波電感L2的電感量過小時濾波效果不好,，過大則電流上升率低,，反應到激勵線圈上的電流增量不足，可能會造成開關頻率降低,。確定L2的原則是在12 μs內(nèi)勵磁電流加正激勵耦合電流應該達到1 A,。根據(jù)電感的伏安關系，在280 V標準線電壓作用下,，9 mH的激勵繞組經(jīng)過12 μs后,，電流增至0.37 A，則耦合電流應該達到0.63 A,。正激勵的耦合匝比是6.5,，12 μs內(nèi)濾波電感上的電流增量需要4.1 A。正常的正激勵情況下,，加在濾波電感上的電壓是10 V,，只有29 μH的濾波電感才能在12 μs內(nèi)電流上升4.1 A。因此,，濾波電感L2的電感量應當控制在30 μH左右,，其取值無需太過嚴格。
    按以上設計可以獲得高性能的小功率電源,。輸出42 W時用示波器低干擾測量法測量電源輸出口電壓的交流分量,，如圖4所示。從波形圖中可以看出,，輸出電壓只有極小的噪聲電壓成份,，噪聲電壓和開關周期造成的脈動電壓幅度都小于5 mV，是傳統(tǒng)開關電源所無法實現(xiàn)的,，噪聲電壓已經(jīng)不是電源使用中存在的主要問題,。采用了準諧振工作方式后，激勵管的損耗較小,，輸出42 W功率時測得電源整體工作效率為85%,，最大損耗在輸出整流器、變壓器,、漏磁能量吸收電路3個部分,。如果采用同步整流技術[5],，工作效率還可進一步提高。

參考文獻
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