文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A
文章編號(hào)： 0258-7998(2014)06-0063-04
開(kāi)關(guān)電源中電流和電壓信號(hào)的快速變化導(dǎo)致了嚴(yán)重的電磁干擾,。隨著對(duì)工業(yè)和日常生活中電子與電氣設(shè)備電磁干擾的日愈廣泛關(guān)注,，如何有效抑制電磁干擾引起了廣泛的研究，許多研究者已經(jīng)提出了一些方法抑制電磁干擾[2-4],。由于混沌信號(hào)具有偽隨機(jī),、連續(xù)頻譜的特性，通過(guò)混沌調(diào)制擴(kuò)展頻譜可以抑制電磁干擾[5-7],。
混沌化擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電源PWM的頻率能有效擴(kuò)展能量頻譜,，證實(shí)了能有效減少電磁干擾，已有廣泛報(bào)道[8-9],。本文首次提出混沌化調(diào)制PWM的占空比的控制方法,。首先進(jìn)行了混沌化占空比控制抑制EMI的理論分析,，并結(jié)合半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)了具體方案,，給出了仿真波形，進(jìn)行關(guān)鍵信號(hào)在混沌控制的脈寬調(diào)制(CPWM)與常規(guī)的脈寬調(diào)制（PWM）情況下的對(duì)比,，然后給出了樣機(jī)進(jìn)行EMI傳導(dǎo)干擾測(cè)試結(jié)果的波形,，最后得出結(jié)論。
1 混沌化占空比控制
在混沌化占空比控制中,，保持開(kāi)關(guān)電源PWM信號(hào)的頻率為常數(shù),，僅占空比發(fā)生變化且為混沌變化。則開(kāi)關(guān)變換器PWM的占空比控制策略為：
式中,，d0為PWM基準(zhǔn)開(kāi)關(guān)占空比,；Δd為PWM占空比的偏移量；u1為決定基準(zhǔn)開(kāi)關(guān)占空比的固定電壓,；u2為混沌信號(hào)電壓,，它決定了PWM附加占空比Λd的變化規(guī)律。
PWM脈沖波形如圖1所示,，其中dk為PWM脈沖的占空比,，在混沌化占空比控制中，這個(gè)值是混沌變化的；Ts是脈沖的周期,；A為脈沖的幅值,。PWM波形函數(shù)用u(t)表示，則在一個(gè)周期內(nèi)的定義如下[10]：
因dk是脈沖的占空比,，其值在0～1之間,，不是固定值且按混沌規(guī)律變化，根據(jù)混沌信號(hào)的偽隨機(jī)性,，式（4）中混沌化占空比后的PWM波形的功率譜密度連續(xù)化,，能量并不集中在特定的頻率點(diǎn)，而是在整個(gè)頻率范圍上進(jìn)行能量分布,。
2 半橋開(kāi)關(guān)變換器應(yīng)用方案
標(biāo)準(zhǔn)半橋開(kāi)關(guān)變換器的主電路有兩個(gè)上下對(duì)稱的功率開(kāi)關(guān)管,。經(jīng)過(guò)功率輸出變壓器可以實(shí)現(xiàn)一路或多路直流輸出，廣泛應(yīng)用于100 W以上中功率的開(kāi)關(guān)電源上,，如計(jì)算機(jī)電源,。該拓?fù)浔仨毞乐箖晒艿闹蓖ìF(xiàn)象，即對(duì)兩路PWM信號(hào)要進(jìn)行死期控制,。
對(duì)半橋拓?fù)鋵?shí)現(xiàn)混沌PWM控制,，其系統(tǒng)一般包括：產(chǎn)生混沌PWM的模塊、輸出誤差采樣與處理模塊,、PWM分配與驅(qū)動(dòng)電路,，還必須有用于防止兩管直通的死期控制?？刂圃砜驁D如圖2所示,。圖中，鋸齒波發(fā)生器產(chǎn)生的是固定頻率信號(hào)的鋸齒波信號(hào),。
運(yùn)算放大器的輸出ua可由下式計(jì)算得到：
運(yùn)算放大器的輸出電壓ua與鋸齒波發(fā)生器的輸出uramp兩者通過(guò)比較器C2得到PWM波的脈沖信號(hào),。由于uramp是頻率固定、幅值固定的鋸齒波信號(hào),，故PWM波的占空比變化取決于ua的變化,。式(7)中ua由常量部分k(b-aU)和混沌變化量部分k(a1uch-aΔu)兩部分構(gòu)成，能實(shí)現(xiàn)式(1)所表述的混沌化占空比控制的策略,。即：
3 仿真及測(cè)試結(jié)果
參考實(shí)際應(yīng)用的半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源電路,，借助常用的PWM專用芯片TL494來(lái)進(jìn)行仿真，TL494內(nèi)部已具備死期控制,、鋸齒波產(chǎn)生電路[11],，結(jié)合前述方案建立仿真電路模型，如圖3所示,。
圖3中模塊m1是混沌振蕩器,，最近幾十年混沌振蕩器被廣泛地展開(kāi)研究[12],。在現(xiàn)有的混沌振蕩器中，蔡氏電路,、羅倫茲電路以及陳氏振蕩器是最出名的,。考慮到簡(jiǎn)單性和成熟度,，在此處采用了蔡氏電路來(lái)產(chǎn)生混沌信號(hào),。
取蔡氏電路中C22兩端的電壓即u2作為混沌信號(hào)uch，模塊m2主要實(shí)現(xiàn)對(duì)兩路輸出直流電壓的反饋,，經(jīng)過(guò)采樣電阻Rs1,、Rs2得到采樣電壓接到運(yùn)算放大器的反相端。模塊m3引入平移的電平,，然后通過(guò)模塊m4實(shí)現(xiàn)對(duì)混沌信號(hào)uch的線性放大及平移處理,。模塊m4的輸出端接到PWM控制芯片TL494的管腳3，即反饋信號(hào)端ucomp,。由于正常工作時(shí)該管腳被要求在[0.5,，3.5]V，故通過(guò)運(yùn)算放大器把信號(hào)uch=u2線性放大并平移得到ua,，使其取值范圍為[0.5,，3.5]。
3.1 仿真結(jié)果
運(yùn)用軟件Saber Ver. 2008建模并仿真,，把常規(guī)PWM控制與混沌PWM控制的仿真結(jié)果進(jìn)行對(duì)比,。仿真電路相關(guān)元件的參數(shù)如下：
通過(guò)對(duì)半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)變換器進(jìn)行仿真得到常規(guī)PWM控制及混沌化占空比控制的PWM波形結(jié)果，分別如圖4和圖5所示,。對(duì)比圖中開(kāi)關(guān)管PWM波的FFT波形可以看出,，常規(guī)PWM控制下能量集中在基波及諧波頻率點(diǎn)處，而在混沌化占空比控制下,，基波及諧波頻率點(diǎn)的幅度明顯降低,，能量被擴(kuò)散,。
進(jìn)一步對(duì)高頻變壓器原邊繞組電壓及多路輸出支路的電感電流等關(guān)鍵信號(hào)進(jìn)行仿真測(cè)試并得到FFT波形,，如圖6所示。每個(gè)子圖的上曲線是常規(guī)PWM控制時(shí)相應(yīng)信號(hào)的FFT波形,，在基波及多次諧波的頻率點(diǎn)具有明顯尖峰,；每個(gè)子圖的下曲線是混沌化占空比控制時(shí)相應(yīng)信號(hào)的FFT波形，基波及諧波點(diǎn)處的幅值被削弱,。
3.2 EMI測(cè)試
為了驗(yàn)證仿真結(jié)果,，把前述的混沌化占空比方案運(yùn)用到計(jì)算機(jī)電源ATX2.0的實(shí)物上，外接混沌信號(hào)產(chǎn)生模塊,，經(jīng)過(guò)運(yùn)算放大器處理后通過(guò)特定管腳接到該電源已有的PWM芯片TL494上,。使用型號(hào)為ROHDE&SCH-WARZ ESIB26 20 Hz～26.5 GHz的儀器對(duì)該實(shí)物進(jìn)行傳導(dǎo)干擾的測(cè)試,。參考測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)為CISPR標(biāo)準(zhǔn)，設(shè)定測(cè)量范圍為0.15 MHz～2 MHz,，帶寬設(shè)定為200 Hz,，步長(zhǎng)為100 Hz，進(jìn)行常規(guī)PWM控制和混沌化占空比兩種狀態(tài)下的測(cè)試,。測(cè)試結(jié)果如圖7所示,。經(jīng)過(guò)圖6(a)、(b)兩個(gè)子圖的比較可以看出,，在混沌化占空比的狀態(tài)下,，尖峰和紋波明顯減少，最高的峰值下降了5 dB以上,，其他很多峰值下降幅度超過(guò)10 dB,，在整個(gè)頻帶上曲線變得平滑，從而降低了開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)生的干擾,。
理論上證明混沌化占空比控制用于直流變換器可以擴(kuò)展開(kāi)關(guān)電源能量的頻譜,，從而可以抑制電磁干擾。本文針對(duì)半橋拓?fù)溟_(kāi)關(guān)電源的實(shí)際應(yīng)用設(shè)計(jì)了控制方案,。為了驗(yàn)證混沌化占空比控制在直流變換器電磁干擾抑制方面的有效性,，采用一個(gè)實(shí)際的開(kāi)關(guān)電源產(chǎn)品，即臺(tái)式計(jì)算機(jī)電源ATX2.0,，針對(duì)該電源系統(tǒng)的PWM控制特點(diǎn),，通過(guò)外接混沌信號(hào)電路，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的混沌控制,。仿真得到高頻變壓器及電感的關(guān)鍵信號(hào)的波形,。FFT波形表明了信號(hào)的高次諧波的幅度得到了削減，并且通過(guò)實(shí)測(cè)證明了由高次諧波引起的電磁干擾EMI得到了抑制,。
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