引言：模擬電壓緩沖器是混合信號(hào)設(shè)計(jì)中非常重要的基本組成部件,。它們主要用作信號(hào)監(jiān)聽和驅(qū)動(dòng)負(fù)載。在第一種情況下,，緩沖器通常連接到測(cè)試電路和要求低輸入電容的電路的內(nèi)部節(jié)點(diǎn),，因?yàn)檫@個(gè)節(jié)點(diǎn)上寄生電容的任何增加可能都是至關(guān)重要的。然而,，當(dāng)緩沖器用來(lái)驅(qū)動(dòng)負(fù)載時(shí),，為了在整個(gè)電源電壓范圍內(nèi)盡快地驅(qū)動(dòng)負(fù)載，我們希望大范圍輸出信號(hào)擺幅內(nèi)具有高的轉(zhuǎn)換速率,。
目前集成電路的電源電壓已經(jīng)降低了,，主要集中在功耗和可靠性問(wèn)題。這種趨勢(shì)已經(jīng)迫使大部分模擬基本組成部件重新設(shè)計(jì),，試圖保證它們的整體性能,。在這些設(shè)計(jì)約束下。軌到軌操作在低壓設(shè)計(jì)中成為強(qiáng)制性的,，目的是為了增大信噪比,。
在這篇文章里，我介紹了一種能達(dá)到AB類特性軌到軌CMOS模擬緩沖器的電路技巧,，產(chǎn)生了具有低功耗和高的驅(qū)動(dòng)能力的方法,。
以前的互補(bǔ)：圖1a給出了P溝道AB類差分對(duì)，當(dāng)大的差分信號(hào)加到輸入端時(shí),，它能夠傳送非常大的電流,。在差分對(duì)節(jié)點(diǎn)A處的阻抗非常低，而且它的電壓即使在的輸入信號(hào)下,，也近似接近常數(shù),。因此,，差分電壓V1-V2在M2上產(chǎn)生大的電流變化，在M3上也同樣如此,。
AB類電壓緩沖器可以通過(guò)連結(jié)兩個(gè)互補(bǔ)差分單元而得到,，如圖1c所示。毫無(wú)疑問(wèn),，圖1c中的電路有兩種局限性,。第一，M3P和M3N的柵源電壓可以分別迫使驅(qū)動(dòng)晶體管M1P和MlN在三極管區(qū)工作,，減小了可用的電壓工作范圍,。這種缺陷可以通過(guò)引進(jìn)電壓電平移位器來(lái)驅(qū)動(dòng)M3P和M3N來(lái)克服，這將在后面解釋,。第二,，當(dāng)輸出節(jié)點(diǎn)接近正向或者負(fù)向電源軌時(shí)，這種結(jié)構(gòu)的輸出電壓擺幅受到限制,。主要是因?yàn)镻溝道和N溝道差分對(duì)分別工作在VDD和VSS受到限制的緣故,。
圖1 AB類差分輸入單元；對(duì)差分信號(hào)的直流傳輸特,；基于兩對(duì)互補(bǔ)AB類差分輸入單元的低功耗緩沖器
a AB類差分輸入單元 b DC傳輸特性 c低功耗緩沖器
所提出的模擬緩沖器：圖2給出了晶體管級(jí)實(shí)現(xiàn)所提出的軌到軌MOS模擬緩沖器,。這種電路是單增益級(jí)。它的輸人支路是由兩個(gè)互補(bǔ)的AB類差分對(duì)組成,。與圖1c中電路的重要區(qū)別是,，在這種情況下，輸出節(jié)點(diǎn)不是由輸入驅(qū)動(dòng)直接驅(qū)動(dòng),，而是由電流鏡M4P-M5P和M4N-M5N分別驅(qū)動(dòng),。因此，M2P和M2N的共柵現(xiàn)在是不倒相輸入端,。
圖2所提出的軌到軌AB類緩沖器
在中部電源電壓區(qū),，PMOS和NMOS輸入對(duì)是有效的，而且它們的偏置電流通過(guò)電流鏡M4P--M5P和M4N--M5N鏡像到該電路的輸出端,。這種結(jié)構(gòu)允許NMOS輸入對(duì)驅(qū)動(dòng)在電源電壓區(qū)的輸出節(jié)點(diǎn)接近VDD．而PMOS控制輸出端的電壓范圍接近VSS．不幸的是,，在接近VDD時(shí)，P溝道輸入對(duì)截止,，而且沒有電流被鏡像到輸出端的底部,，關(guān)閉了緩沖器。類似的情況是VSS時(shí)．N溝道差分對(duì)不是有效的,。為了這個(gè)原因，晶體管M1PR-M5PR和MlNR-M5NR已包括在圖2中,，維持在整個(gè)電壓范圍內(nèi)是有效的,。
因此,，這種緩沖器的工作過(guò)程可以這樣詳細(xì)描述如下：當(dāng)輸入信號(hào)Vin,在中部電源電壓區(qū)，兩個(gè)輸入對(duì)MIP～M2P和MlN—M2N是有效的,，M4P-M5P和M4N--M5N鏡像一個(gè)等于IB的電流到輸出支路,。而且，電流IB的復(fù)制品通過(guò)晶體管MIPR(M1NR)和M2PR—M3PR(MlNR—M2NR)拷貝,，給輸出支路底部的附加電路的電流源提供電流,。因此，晶體管M4P和M5P(M4N和M5N)關(guān)斷,，而且對(duì)輸出電流沒有任何貢獻(xiàn),。輸入信號(hào)接近VDD時(shí)，PMOS輸入對(duì)關(guān)斷,，而且反相輸入支路的復(fù)制品等等都關(guān)斷,。MIPR--M3PR不對(duì)輸出支路的附加電路發(fā)送任何電流。這樣的話,，M4PR和M5PR導(dǎo)通,，從輸出支路吸收等于IB的電流，維持緩沖器是導(dǎo)通的,。當(dāng)輸入信號(hào)Vin接近VSS時(shí),，類似的情況也會(huì)發(fā)生。
應(yīng)當(dāng)指出的是,，電壓電平移位器已經(jīng)包含在輸入級(jí),，目的是為了在線性區(qū)和超出輸入信號(hào)范圍到兩端電壓時(shí)，來(lái)驅(qū)動(dòng)M3P和M3N,，避免了M1P和M1N分別工作,。因此，軌到軌操作在電路輸出端一樣,，同樣能在輸入端達(dá)到,。
所提出緩沖器的動(dòng)態(tài)操作可以通過(guò)在電路輸入支路AB類差分對(duì)的高的驅(qū)動(dòng)能力來(lái)提高。一旦遇到大的正向輸入信號(hào),，晶體管M2P截止,，而M2N則吸收大量電流，通過(guò)M4N和M5N鏡像到輸出部分,。相反,，當(dāng)大的輸入信號(hào)以負(fù)的方向施加時(shí)，晶體管M2N截止,，M2P傳送大電流,，通過(guò)M4P和MSP拷貝到輸出部分。
所提出緩沖器的輸入電容可以通過(guò)等比例減小晶體管M2P和M2N的尺寸,。毫不疑問(wèn),，必須指出的是,，這些晶體管寬長(zhǎng)比的減小會(huì)導(dǎo)致它們有效驅(qū)動(dòng)能力的降低。除此之外,，在這種電路里只有一個(gè)高阻抗的節(jié)點(diǎn),，它的帶寬可能非常大。然而,，在輸出節(jié)點(diǎn)具有高輸出阻抗的單增益級(jí)結(jié)構(gòu)非常適合用來(lái)驅(qū)動(dòng)大的電容負(fù)載,，假定低電阻負(fù)載能減小緩沖器的整體增益。,，因此,，它是精確的。
圖3 在圖2中模擬緩沖器的直流傳輸特性
仿真結(jié)果：圖2中的模擬電壓緩沖器已經(jīng)在0．35uCMOS工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn),。工作電源電壓是1．5V,，偏置電流是10uA，負(fù)載電容是lOpF,。
圖3給出了具有失調(diào)電壓的所提出的模擬緩沖器的DC傳輸特性,。正如期待的那樣，rail to rail特性達(dá)到了,。圖4給出了圖2電路的大信號(hào)瞬態(tài)響應(yīng),。特別指出的是，輸出電壓揭示了高的轉(zhuǎn)換速率是由于在輸入級(jí)的AB類操作,。但是,，最大電流與通過(guò)輸出晶體管的靜態(tài)偏置電流的大的比率證實(shí)了所提出的方法導(dǎo)致了低功耗和高的驅(qū)動(dòng)能力。
對(duì)于DC輸人電壓等于零仿真,，開環(huán)增益和單位增益頻率大約為54dB和6．1MHz,。增益值相對(duì)低是由于電路是單增益級(jí)。增益一帶寬值的是以增加輸入差分對(duì)的偏置電流為代價(jià)的,。因此,，增大了功耗。對(duì)于2．4VPP 100kHz輸入正弦信號(hào),，可以得到-44.6dB的ATHD．當(dāng)輸入電阻沒有按比例減小時(shí),，所提出緩沖器的仿真電容要降低32fF。
圖4在圖2中模擬緩沖器對(duì)于為2．4VPP頻率為1MHZ方波輸入信號(hào)10pF負(fù)載電容的大信號(hào)瞬態(tài)響應(yīng)
a輸入和輸出電壓 b通過(guò)輸出晶體管的電流
結(jié)論：提出了減小輸入電容的軌到軌電壓緩沖器,。軌到軌操作不僅在電路的輸出端,，同樣在電路的輸入端實(shí)現(xiàn)。所介紹電路的AB特性導(dǎo)致了低功耗和高的轉(zhuǎn)換速率,，使它很適合驅(qū)動(dòng)大的電容負(fù)載,。仿真結(jié)果已經(jīng)提供了該電路的操作。
本文作者創(chuàng)新點(diǎn)：提出了減小輸人電容的軌到軌電壓緩沖器。軌到軌操作不僅在電路的輸出端．同樣在電路的輸入端實(shí)現(xiàn),。所介紹電路的AB特性導(dǎo)致了低功耗和高的轉(zhuǎn)換速率,，使它很適合驅(qū)動(dòng)大的電容負(fù)載。仿真結(jié)果已經(jīng)提供了該電路的操作,。