保持電容性負(fù)載穩(wěn)定的六種方法方法包括 RISO,、高增益和 CF,、噪聲增益和CF,、輸出引腳補(bǔ)償以及具有雙通道反饋的 RISO。將闡述具有雙通道反饋的 RISO,。
這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)通常用于緩沖高精度參考集成電路,。作為一種電壓緩沖器，運(yùn)算放大器電路可提供較高的源電流和吸收電流,，這兩種電流最初均來(lái)自高精度參考集成電路,。雖然，我們特別關(guān)注其中一種電路增益——電壓跟隨器電路增益,，但是,，當(dāng)增益大于 1 時(shí)（只對(duì)所提供的計(jì)算公式做稍微調(diào)整），我們?nèi)钥梢圆捎镁哂须p通道反饋的 RISO,。在此我們將重點(diǎn)講述兩種最主要的運(yùn)算放大器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，即雙極發(fā)射極跟隨器以及 CMOS RRO。分析和合成的步驟和技術(shù)相類似,，但是,，仍存在細(xì)微的差別，這些細(xì)微的差別足以確保觀察到各種不同的輸出拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),。為了獲得一種意外的收獲,，我們有意不遵循經(jīng)以往的歷史經(jīng)驗(yàn)，并創(chuàng)建 BIG NOT 以檢測(cè)不適當(dāng)穩(wěn)定性補(bǔ)償?shù)男Ч?/p>
從穩(wěn)定性分析工具套件中,，我們可以看到,，具有雙通道反饋的 RISO 技術(shù)由一階分析得出，經(jīng)Tina SPICE環(huán)路穩(wěn)定性仿真確認(rèn),，并由 Tina SPICE 中的 Vout/Vin AC 傳輸函數(shù)分析進(jìn)行檢驗(yàn),，最后采用 Tina SPICE 中的實(shí)際瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試方法進(jìn)行全面的檢驗(yàn)。在過(guò)去長(zhǎng)達(dá)25年中,，我們?cè)谡鎸?shí)環(huán)境以及實(shí)際的電路情況下進(jìn)行了測(cè)算,，充分驗(yàn)證了這種電容穩(wěn)定性技術(shù),。然而，由于資源的限制,，本文所述電路并未進(jìn)行實(shí)際構(gòu)建,，在此僅供讀者練習(xí)或在自身特定的技術(shù)應(yīng)用（如分析、合成,、仿真,、構(gòu)建以及測(cè)試等）中使用。
雙極發(fā)射極跟隨器：具有雙通道反饋的 RISO
我們選擇用于分析具有雙通道反饋的 RISO 的雙極發(fā)射極跟隨器為 OPA177,，具體情況請(qǐng)參閱圖 10.1,。OPA177 為一款低漂移、低輸入失調(diào)電壓運(yùn)算放大器,，其能在 ±3V ～±15V 的電壓范圍內(nèi)工作,。
圖 10.1 雙極發(fā)射極跟隨器運(yùn)算放大器的技術(shù)規(guī)范
圖 10.2 顯示了一款典型的雙極發(fā)射極跟隨器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。請(qǐng)注意,，用于 Vo 的正負(fù)輸出驅(qū)動(dòng)均為雙極發(fā)射極跟隨器,。目前，包含“等效電路圖”（表明運(yùn)算放大器內(nèi)部所用輸出級(jí)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）的產(chǎn)品說(shuō)明書并不多見,。為此,，只能通過(guò)廠商的內(nèi)部資料，我們才能確切了解輸出級(jí)的結(jié)構(gòu),。
圖 10.2 典型雙極發(fā)射極跟隨器運(yùn)算放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
我們用于分析雙極發(fā)射極跟隨器的具有雙通道反饋的 RISO電路如圖 10.3 所示,。FB#1 通過(guò)RF 直接向負(fù)載 (CL) 提供反饋，從而促使 Vout 與 VREF 相等,。FB#2 通過(guò) CF 提供了第二條反饋通道（在高頻率時(shí)占支配地位）,，從而確保了運(yùn)行的穩(wěn)定性。Riso 將 FB#1 和 FB#2 相互之間隔離開來(lái),。需要注意的是，在目前用于穩(wěn)定電容性負(fù)載的許多技術(shù)中,，我們采用了經(jīng)改進(jìn)的 Aol 方法（當(dāng)采用這種方法時(shí),，運(yùn)算放大器的輸出阻抗和電容性負(fù)載改變了運(yùn)算放大器的 Aol 曲線）。在改變后的 Aol 曲線中,，我們?cè)趫D上標(biāo)出 1/b,，這將有助于電路的穩(wěn)定運(yùn)行。當(dāng)采用具有雙通道反饋的 RISO 時(shí),，我們發(fā)現(xiàn),，更易于維持運(yùn)算放大器 Aol 曲線不變并在圖上標(biāo)出 FB#1 1/b 和 FB#2 1/b?曲線。于是,，我們將運(yùn)用疊加的方法,，來(lái)獲得一條最終??(net)的?1/Beta 曲線，這樣，當(dāng)在運(yùn)算放大器的 Aol 曲線上進(jìn)行標(biāo)繪時(shí),，我們就能夠輕松地生成一款針對(duì)這種電容性負(fù)載穩(wěn)定性問(wèn)題的解決方案,。
圖 10.3 具有雙通道反饋的 RISO：發(fā)射極跟隨器
一旦我們選擇了運(yùn)算放大器，如圖 10.4 所示的 Aol 測(cè)試電路就為開展穩(wěn)定性分析提供了前提基礎(chǔ),。Aol 曲線可從產(chǎn)品說(shuō)明書中獲取,，或者從如圖所示的 Tina SPICE 仿真中測(cè)量得出。Aol 測(cè)試電路采用雙電源供電,，即使 Vout 近乎為零伏,，我們?nèi)钥蓽y(cè)量空載時(shí)的 Aol 曲線，而且輸入共模電壓的要求易于滿足,。R2 和 R1 以及 LT 為低通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道,，從而允許我們?cè)诜答佂ǖ乐羞M(jìn)行 DC 短路和 AC 開路操作。務(wù)必提請(qǐng)注意的是,，在進(jìn)行 AC 分析前,，SPICE 必須開展 DC 閉環(huán)分析，以找到電路的工作點(diǎn),。另外,，R2 和 R1 以及 CT 為高通濾波器函數(shù)提供了一條 AC 通道，這樣,，使得我們能將 DC 開路和 AC 短路一起并入輸入端,。LT 和 CT 按大數(shù)值等級(jí)選用，以確保其在各種相關(guān)的 AC 頻率時(shí),，電路短路和開路情況下的正常運(yùn)行,。
圖 10.4 Aol測(cè)試示意圖：發(fā)射極跟隨器
從 Tina SPICE 仿真測(cè)量得出的 OPA177 Aol 曲線如圖 10.5 所示。測(cè)量得出的單位增益帶寬為 607.2kHz,。
圖 10.5 Aol 測(cè)試結(jié)果：發(fā)射極跟隨器
現(xiàn)在,，我們必須測(cè)量如圖 10.6 所示的 Zo（小信號(hào) AC 開環(huán)輸出阻抗）。該 Tina SPICE 測(cè)試電路將測(cè)試空載 OPA177 的 Zo,。R2 和 R1 以及 LT 為低通濾波器函數(shù)提供了一條AC通道,，這樣，使得我們能將 DC 短路和 AC 開路一起并入反饋電路,。DC 工作點(diǎn)在輸出端顯示為接近零伏,，這也就是說(shuō)，OPA177 沒(méi)有電流流入或流出,。此時(shí),，通過(guò)運(yùn)用1Apk AC電流生成器（我們能夠掃視 10mHz 至 1MHz 的 AC 頻率范圍），Zo 的測(cè)量工作就可以輕松完成,。最后,，得出測(cè)量結(jié)果Zo = Vout（如果將測(cè)量結(jié)果的單位從 dB 轉(zhuǎn)換為線性或?qū)?shù),，那么 Vout 也將為以歐姆為單位的 Zo）。
圖 10.6 空載 Zo 測(cè)試電路：發(fā)射極跟隨器
從圖 10.7 中,，我們可以看出,，OPA177 Zo 是雙極發(fā)射極跟隨器輸出級(jí)所獨(dú)有
的特征，而且這種輸出級(jí)的 Ro 在 OPA177 單位增益帶寬之內(nèi),，是控制輸出阻抗的專門組件,。OPA177 的 Ro 為 60 歐姆。
圖 10.7 開環(huán)輸出阻抗：發(fā)射極跟隨器
圖 10.8 Zo 外部模型：發(fā)射極跟隨器
為了使 1/b分析的情況包括在?Zo 與 RISO,、CL,、 CF 以及 RF 之間相互作用的影響結(jié)果內(nèi)，我們需將 Zo 從運(yùn)算放大器的宏模型中分離出來(lái),，以便于弄清楚電路中所需的節(jié)點(diǎn),。這種構(gòu)思如圖 10.8 所示。U1 將提供了產(chǎn)品說(shuō)明書中的 Aol 曲線,，并從 Riso,、CL、CF 以及 RF 的各種影響中得到緩沖,。
圖 10.9 Zo 外部模型詳圖：發(fā)射極跟隨器
通過(guò)如圖 10.9 所示的 Zo 外部模型,，我們能夠測(cè)量 Zo 與 Riso、CL,、RF 以及 CF 之間相互作用對(duì) 1/b的影響,。在?Zo 外部模型中，設(shè)置 Ro = Ro OPA177,，實(shí)際測(cè)量值為 60 歐姆,。壓控電壓源 VCV1 將運(yùn)算放大器宏模型 U1 從 Ro、Riso,、CL,、CF 以及 RF中隔離開來(lái)。將 VCV1 設(shè)置為 x1,，以確保產(chǎn)品說(shuō)明書中的 Aol 增益不變,。由于我們要在穩(wěn)定性狀況最糟的情況下（只存在 CL 以及我們計(jì)算得出的空載 Zo [此時(shí) Ro="60" 歐姆]）分析這種電路，因此,，務(wù)必排除各種大的 DC 負(fù)載。VOA 是一個(gè)與運(yùn)算放大器相連的內(nèi)部節(jié)點(diǎn),，在實(shí)際工作中,，我們無(wú)法實(shí)現(xiàn)對(duì)這種節(jié)點(diǎn)的測(cè)量。同時(shí),，許多 SPICE 宏模型上的這種內(nèi)部節(jié)點(diǎn)接入,，也并非易事,。對(duì) 1/b進(jìn)行分析（相對(duì)于 VOA），已涵蓋了?Ro,、Riso,、CL、CF 以及 RF 的影響,。如果未采用 Zo 外部模型,，SPICE中的最終穩(wěn)定性仿真就無(wú)法標(biāo)繪出 1/b的曲線；但是,，如果采用?Zo 外部模型,，則可標(biāo)繪出環(huán)路增益的曲線以確認(rèn)我們分析的正確性。
首先,，我們要分析如圖 10.10 所示的 FB#1,。請(qǐng)注意，由于我們只分析 FB#1,，所以 CF 可視為處于開路狀態(tài),。接下來(lái)，我們將分析 FB#2,。然后,，通過(guò)采用疊加的方法，將兩條反饋通道合并在一起,，求取最終的 1/b,。分析結(jié)果如圖上所示，有關(guān)的公式推導(dǎo)和具體細(xì)節(jié),，請(qǐng)參閱下一張圖（圖 10.11）,。我們發(fā)現(xiàn)，當(dāng) fzx="183".57Hz 時(shí),，F(xiàn)B#1 1/b曲線的增益為零,。低頻?1/b值為1。如欲獲得該增益,，那么低頻1/b值應(yīng)大于1,。
圖 10.10 FB#1 分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.11 FB#1 1/b公式的推導(dǎo)：發(fā)射極跟隨器
FB#1b的公式推導(dǎo)如圖 10.11 左側(cè)所示。由于 1/b是b的倒數(shù),，所以?FB#1 1/b的計(jì)算結(jié)果可以輕而易舉的被推導(dǎo)出來(lái),，具體推導(dǎo)過(guò)程，請(qǐng)參閱圖?10.11右側(cè),。從圖中我們還發(fā)現(xiàn),，在b推導(dǎo)過(guò)程中的?pole, fpx 變成了 1/b推導(dǎo)過(guò)程中的?zero, fzx。
我們將采用如圖 10.12 所示的電路來(lái)開展 AC 分析：通過(guò) Tina SPICE,，求取 FB#1 的 1/b,，OPA177 的 Aol 以及只采用 FB#1 電路的環(huán)路增益,。正因?yàn)槿绱耍晕覀儗?CF 從圖中除去,。
圖 10.12 FB#1 AC 電路分析：發(fā)射極跟隨器
FB#1 1/b的結(jié)果標(biāo)示在圖10.13中的?2;OPA177 Aol 曲線上,。在環(huán)路增益為零的 fcl 處，我們發(fā)現(xiàn),，接近速率為 40dB/decade：
[（Aol 曲線上的–20dB/decade）–（FB#1 1/b曲線上的?+20dB/decade ）= –40dB/decade 接近速率）]
接近速率的經(jīng)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明了存在的不穩(wěn)定性,。我們對(duì) FB#1 的分析是基于 zero、fzx = 183.57Hz,，低頻 1/b= 1 的情況,。從圖 10.13 中可以看出，我們的一階分析準(zhǔn)確地推算出了 FB#1 1/b的數(shù)值,。
圖 10.13 FB#1 1/b曲線圖：發(fā)射極跟隨器
從圖 10.14 中我們發(fā)現(xiàn),，只配置 FB#1 的電路環(huán)路增益分析顯示，在環(huán)路增益為零的 fcl 處,，相位裕度接近零,。這樣，就明確證實(shí)了電路的不穩(wěn)定性,。通過(guò)檢測(cè)圖 10.13 中 Aol 曲線上的 FB#1 1/b曲線,，可推算出環(huán)路增益曲線上的極點(diǎn)和零點(diǎn)。
圖 10.14 FB#1 環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.15 FB#1瞬態(tài)
穩(wěn)定性測(cè)試電路：發(fā)射極跟隨器
如果我們有任何疑問(wèn),，或如果只采用 FB#1 構(gòu)建參考緩沖電路,，此時(shí)，我們可運(yùn)用如圖 10.15中的電路,，進(jìn)行實(shí)際的瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試,。
圖 10.16 中的瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試結(jié)果同時(shí)與 Aol 曲線上的 1/b值和環(huán)路增益曲線一致，因此,，證明了只采用 FB#1 構(gòu)建參考緩沖電路,，將導(dǎo)致電路運(yùn)行的不穩(wěn)定性。
圖 10.16 FB#1 瞬態(tài)穩(wěn)定性測(cè)試：發(fā)射極跟隨器
現(xiàn)在,，我們必須弄清楚如何生成一款解決方案,，以保證電容性負(fù)載參考緩沖電路的穩(wěn)定性。此時(shí),，我們進(jìn)一步了解了如圖 10.17 所示的 Aol 曲線和 FB#1 1/b曲線,。如果我們添加如圖?10.17 所示的 FB#2 1/b曲線，我們則會(huì)看到一條最終的?1/b曲線,，這樣,，根據(jù)?fcl 處的接近速率以往的穩(wěn)定性經(jīng)驗(yàn)，我們可以推斷電路的運(yùn)行也將是穩(wěn)定的。
另外,，我們將促使 fpc 低于 1/b曲線中的?fzx 一個(gè) decade，以確保當(dāng)頻率低于 fcl 時(shí),，相位裕度優(yōu)于 45度,。上述工作通過(guò)調(diào)整 1/b FB#2 的高頻部分，使其比 FB#1 低頻 1/b高出?+10dB,。然后,，設(shè)置 fza，使其至少低于 fpc 一個(gè) decade,，以確保當(dāng)實(shí)際應(yīng)用中進(jìn)行參數(shù)變化時(shí),，能夠避免 BIG NOT。通過(guò)觀察,，我們發(fā)現(xiàn),，最終的?1/b曲線是在?FB#1 1/b曲線和 FB#2 1/b曲線中選擇最小數(shù)值的?1/b通道而形成的。
務(wù)必請(qǐng)記住,，在雙反饋通道中,，從運(yùn)算放大器輸出端至負(fù)極輸入端的最大電壓反饋將主導(dǎo)著整個(gè)反饋電路。最大的反饋電壓意味著b值最大或者是?1/b值最小,。圖?10.18 向我們展示了這種關(guān)鍵的推算技巧,。
最后，在 FB#2 取得支配地位之前,，預(yù)計(jì) Vout/Vin 的傳輸函數(shù)將隨著 FB#1 的變化而變化,。此時(shí)，Vout/Vin 將會(huì)衰減至 –20dB/decade,，直至 FB#2 與 Aol 曲線相交,，然后，將隨著 Aol 曲線下降,。
圖 10.17 FB#2 圖解分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.18：雙通道反饋、疊加以及 1/β：發(fā)射極跟隨器
圖 10.18 告訴我們,，當(dāng)整個(gè)運(yùn)算放大器電路采用雙通道反饋電路時(shí),，最大的 β 值電路將居支配地位。一個(gè)很明顯的例子就是,，如果有兩個(gè)人對(duì)著您的同一只耳朵講話,，您會(huì)更易于聽到哪個(gè)人的講話？當(dāng)然是嗓門最大的那個(gè)人,！同樣的道理,，運(yùn)算放大器也將會(huì)“聽到”β 值最大或 1/β 值最小的反饋電路。運(yùn)算放大器察覺到最終的 1/β 曲線將是在各種 FB#1 1/β或 FB#2 1/β頻率時(shí),，頻率較低的那一條曲線,。