文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼: A
文章編號(hào): 0258-7998(2014)10-0043-03
0 引言
隨著當(dāng)今電子產(chǎn)品向小型化和智能化方向發(fā)展,,電子設(shè)備對(duì)電源的需求變得多樣化和復(fù)雜化。相比于線性電壓調(diào)整器的大體積和低效率,,DC-DC轉(zhuǎn)換器的效率高,、體積小、可靠性高等特點(diǎn)使其被廣泛用于電源系統(tǒng),,并且成為超大規(guī)模集成電路系統(tǒng)不可或缺的一部分,。
依照拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同,DC-DC轉(zhuǎn)換器可以分為升壓型(Boost),、降壓型(Buck),、升降壓型(Buck-Boost),依照調(diào)制模式的不同可以分為脈沖寬度調(diào)制(PWM),、脈沖頻率調(diào)制(PFM),、混合調(diào)制模式(PWM/PFM)[1]。
在DC-DC轉(zhuǎn)換器中,,誤差放大器是其中非常重要的電路模塊,,是系統(tǒng)成功的保證。本文在保持電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器的性能和系統(tǒng)穩(wěn)定性的基礎(chǔ)上,,設(shè)計(jì)了一款滿足需求的高性能誤差放大器,。
1 DC-DC變換器控制原理
電流模式DC-DC轉(zhuǎn)換器控制拓?fù)淙鐖D1所示。電路主要包括PWM控制電路,、功率管(M1,、M2)、電感,、電容,、反饋電阻,。PWM控制電路主要包括誤差放大器、斜坡補(bǔ)償,、PWM電流比較器,、振蕩器、軟起動(dòng)電路,。
誤差放大器通過(guò)反饋電阻檢測(cè)輸出電壓的變化,,與基準(zhǔn)產(chǎn)生的Vref進(jìn)行比較,得到誤差放大信號(hào)Vea,,Vea與振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)通過(guò)斜坡補(bǔ)償電路得到斜坡電流信號(hào),。Rsense檢測(cè)輸出電感電流,與斜坡電流信號(hào)疊加之后作為PWM比較器的輸入,,產(chǎn)生占空比可變的PWM信號(hào),,再經(jīng)過(guò)驅(qū)動(dòng)模塊控制功率管的通斷,從而實(shí)現(xiàn)電流模式DC-DC控制器反饋回路的控制,,穩(wěn)定輸出電壓,。
2 誤差放大器電路
本文在傳統(tǒng)OTA的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn),提出一種更滿足變換器需求的高性能誤差放大器,。相比于傳統(tǒng)的OTA結(jié)構(gòu),,該誤差放大器在結(jié)構(gòu)上主要有以下特點(diǎn):(1)采用電流抵消技術(shù)[2]來(lái)提高增益;(2)跨導(dǎo)恒定,;(3)電路輸入級(jí)采用偏置電流消除結(jié)構(gòu),;(4)寬的輸入共模電壓范圍;(5)包含軟起動(dòng)電路,。具體電路實(shí)現(xiàn)如圖2所示,。
基于低失調(diào)電壓考慮,該誤差放大器采用對(duì)稱差分結(jié)構(gòu),,主要由三部分(差分輸入級(jí),、電流鏡輸出級(jí)、尾電流偏置級(jí))實(shí)現(xiàn),。
差分輸入級(jí)由Q2~Q6,、R1~R4、M5~M14組成,。將Q2~Q4 3個(gè)源隨器作輸入端可以擴(kuò)大輸入共模范圍,,具體過(guò)程如下:當(dāng)轉(zhuǎn)換器上電時(shí)Vfb和Vss比較小,此時(shí)ctrl開啟,,M5,、M6、M13、M14電流流過(guò)R1,、R2,,抬高Q5、Q6基極電壓,,保證其正常工作,,從而提高了共模下限范圍。并將差分輸入對(duì)管Q5,、Q6的M值設(shè)為2,,采用同質(zhì)心結(jié)構(gòu),可以提高匹配度,,進(jìn)一步減小失調(diào)電壓。
R3和R4的作用是使電路輸入跨導(dǎo)可以精確控制,,設(shè)R3=R4=R,,gm5R>>1,則輸入級(jí)跨導(dǎo)gm為:
由于電阻阻值大小易于控制,,這樣可以方便控制gm的大小,,以控制輸出電流的能力。
輸入級(jí)負(fù)載采用4個(gè)PMOS管M9~M12組成的交叉結(jié)構(gòu),,其作用有:(1)可以構(gòu)成正反饋結(jié)構(gòu),,加速電路響應(yīng)時(shí)間。具體實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下:假如V1點(diǎn)有個(gè)電壓降低,,則M11電流會(huì)增加,,V2電壓上升,M10電流減小,,進(jìn)一步使V1降低,,從而加快電路反應(yīng)速度。(2)可以看成將一組正向和一組負(fù)向二極管的連接,,以實(shí)現(xiàn)其等效電阻從1/gm到無(wú)窮大之間的任意阻值:
誤差放大器的尾電流偏置級(jí)由M22~M27組成,,采用Self-Cascode結(jié)構(gòu),相比于單管,,可以節(jié)省面積,,提高輸出阻抗。
由前面分析可得,,該誤差放大器差模增益為:
可見,,如果M18和M20、M19和M21匹配,,則電路的CMRR和PSRR將會(huì)趨于無(wú)窮大,。而實(shí)際值是有限的,主要原因是電路中器件的不匹配,。如果提高器件匹配度,,則可提高CMRR,、PSRR值。
考慮到誤差放大器的輸入是帶隙基準(zhǔn)通過(guò)電阻網(wǎng)絡(luò)分壓得到的基準(zhǔn)電壓Vref,,為了消除基極電流對(duì)基準(zhǔn)分壓網(wǎng)絡(luò)的影響,,電路的輸入級(jí)利用了輸入偏置電流消除結(jié)構(gòu)[3]。在圖2中,,三極管Q1和Q2發(fā)射極電流大小相等,,其基極電流也相等,通過(guò)M2和M3的等比例鏡像關(guān)系,,Q2的基極電流完全流過(guò)M3,,因此沒有基極電流流過(guò)基準(zhǔn)電壓分壓網(wǎng)絡(luò),從而不會(huì)影響基準(zhǔn)的分壓精度,。
另外,,該誤差放大器包含軟起動(dòng)電路(由M5、M6,、M21,、M22、C1組成),,可以使在上電過(guò)程中控制參考電壓緩慢變化,,則輸出電壓也可以隨參考電壓緩慢變化,從而消除浪涌電流的出現(xiàn),。
軟起動(dòng)時(shí)間為:
3 系統(tǒng)補(bǔ)償電路的實(shí)現(xiàn)
誤差放大器為DC-DC環(huán)路提供一個(gè)高增益級(jí),,改善了系統(tǒng)的線性調(diào)整率和負(fù)載調(diào)整率,并且其輸出級(jí)是一個(gè)高阻節(jié)點(diǎn),。因此考慮到整個(gè)環(huán)路的穩(wěn)定性,,在誤差放大器的輸出加入補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò),使系統(tǒng)的主極點(diǎn)在帶寬范圍內(nèi),??紤]到是電流模式[4]控制,采用補(bǔ)償方式如圖3所示,。
補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)傳輸函數(shù)為:
可見補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)引進(jìn)一個(gè)零點(diǎn)fz1和一個(gè)極點(diǎn)fp1,,誤差放大器的輸出電阻產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)fp2。
考慮到C1遠(yuǎn)大于C2,,所以主極點(diǎn)為:
為了DC-DC環(huán)路的穩(wěn)定,,在設(shè)計(jì)時(shí)可以用補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)引入的零點(diǎn)fz1去補(bǔ)償輸出級(jí)產(chǎn)生的主極點(diǎn),從而確定補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的參數(shù),。
4 仿真結(jié)果及分析
本文設(shè)計(jì)是基于CSMC 0.5 μm BCD工藝庫(kù),,使用Candance Specture進(jìn)行仿真,仿真條件為25 ℃下全典型模型。
圖4給出了該誤差放大器頻率特性的仿真,。由圖可以看出,,在低頻時(shí)該誤差放大器的差模放大倍數(shù)為Av=56 dB,共模放大倍數(shù)為Ac=-50 dB,,所以有共模抑制比CMMR=106 dB,,滿足本設(shè)計(jì)中對(duì)誤差放大器高CMMR的設(shè)計(jì)要求。
PSRR的仿真結(jié)果如圖5所示,,在低頻段,,誤差放大器的放大倍數(shù)為56 dB,電源到誤差放大器輸出放大倍數(shù)為-73 dB,,因此,,PSRR=129 dB。隨著頻率增加,,PSRR開始降低,,當(dāng)頻率達(dá)到44.58 MHz時(shí),PSRR降到0 dB,。在誤差放大器工作范圍內(nèi),滿足系統(tǒng)對(duì)PSRR的要求,。
表1給出了相同應(yīng)用下的不同誤差放大器的共模抑制比和電源抑制比的仿真結(jié)果對(duì)比,,可以看出本文設(shè)計(jì)的誤差放大器具有更高的共模抑制比和電源抑制比,性能更好,。
5 結(jié)論
本文提出一種應(yīng)用于BUCK型DC-DC控制器的高性能誤差放大器,,并給出了一種環(huán)路補(bǔ)償方案。該誤差放大器具有高的共模抑制比和高的電源抑制比,?;贑SMC 0.5 μm BCD工藝庫(kù)的仿真結(jié)果表明,該誤差放大器的共模抑制比為106 dB,,電源抑制比為129 dB,。對(duì)比可以發(fā)現(xiàn),該設(shè)計(jì)性能更好,,更能滿足DC-DC轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)需要,。
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