0 引言

　　近年來,，隨著環(huán)境污染和能源危機的日益嚴重,混合動力受到了廣泛關注?；旌蟿恿υ?、雙向DC-DC變換器和發(fā)動機的結構已經(jīng)出現(xiàn)于混合動力列車中。

　　并聯(lián)技術因為具有低電流紋波,、高開關頻率,、較小磁元件體積及低功率開關器件的應力和快速動態(tài)響應等特點而常常被應用于一些電流較大場合[1-3]。

　　德國的LATAIRE P[4]研究的交錯并聯(lián)雙向DC-DC變換器主要適用于30 kW的混合動力系統(tǒng),，目前仿真研究已經(jīng)完成,車載在線實驗也正在進行,。

　　文獻[5]-[6]主要運用交錯并聯(lián)技術于混合電動汽車和燃料電池的能量轉換。除了傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制方法,，文獻[7]在PI控制器中加入了滑模變結構控制策略,，文獻[8]對目前并聯(lián)均流技術原理和主要均流方法進行了分析。

　　本文在結合上述研究成果的基礎上,，設計了一種運用于混合動力列車的混合動力系統(tǒng)的能源控制器,，混合動力系統(tǒng)結構示意圖如圖1所示。

　　與其他車載能源系統(tǒng)不同的是：(1)該混合動力能源系統(tǒng)采用動力電池源與超級電容并聯(lián)輸出模式,，設計了兩套交錯并聯(lián)型拓撲結構的大功率DC-DC變換器,；(2)依靠于電網(wǎng)的直流母線，交錯并聯(lián)雙向DC-DC變換器可以工作于Boost模式與Buck模式,，根據(jù)能源需求實現(xiàn)向負載供電或完成能量回收,；(3)該系統(tǒng)的交錯并聯(lián)結構雙向DC-DC變換器的控制器采用的是數(shù)字式電流自動均衡型雙閉環(huán)控制控制器。

1 建模與策略

　　1.1 交錯并聯(lián)DC-DC拓撲結構

　　考慮到混合動力列車的大功率需求,，為了提供足夠大的輸出電流,，減小輸出電壓紋波值，有效地提高動態(tài)響應,，在控制器設計上采用了移相式的電壓電流雙閉環(huán)PI控制,。雙向交錯并聯(lián)雙向DC-DC變換器如圖2所示,。

　　在進行升壓Boost模式運行時，功率器件（VT1,、VT3,、D2、D4）進行換流工作,，其中開關管VT1與VT3的驅動脈沖相差180°,。根據(jù)開關管VT1與VT3占空比D(D>0.5，D=0.5,，D<0.5)的不同情況，Boost的運行模式又可分為3種情況(本文以Boost(D<0.5)為例),。

　　由圖3可知,，當處于D>0.5時，開關管VT1與開關管VT3輪流開關,，由于兩路電阻的不均衡（電感內(nèi)阻,、電路內(nèi)阻、開關器件內(nèi)阻等）將會引起兩路的電流不均衡,，將兩路的電流做差集得到Δid,，從而可以得到：

　　式中，TS為開關管的開關周期,，iL1是流過電感L1的電感電流,，IL1是流過電感L1單位周期內(nèi)的平均電感電流；同理,，iL2是流過電感L2的電感電流,，IL2是流過電感L2單位周期內(nèi)的平均電感電流。

　　1.2 控制器設計

　　為了解決上述電感不均流問題,，本文將采用一種數(shù)字式電流自動均衡型雙閉環(huán)控制控制器,，整個控制模塊包括：輸入與輸出電壓檢測電路、輸入電流檢測電路,、支路電流檢測電路,、PWM發(fā)生器、均流控制器,，如圖4所示,。

　　假定：(1)所有的開關器件在開關性能上都是線性的；(2)模型1(Module1)和模型2(Module2)的主電感的電感值相同,；(3)模型1(Module1)和模型2(Module2)的PWM相位相差180°,；(4)電路均工作于CCM模式。

　　以Boost為例,，超級電容或動力電池組(480 V)通過雙向DC-DC變換器向負載提供功率,，反饋輸出電壓Vf與設定電壓Vref差值比較后得到誤差值e,，差值e通過VC(PI控制器)得到總的電流的設定參考值iref，然后對iref平均化得到各個支路的電流參考值,，再加上電流的采集補償量Δir,，得到輸入理想電流后通過IC(PI控制器)，最后通過調(diào)節(jié)開關頻率（PWM）以達到電流自動均衡型雙閉環(huán)控制,。補償量Δir具體算法過程如圖5所示,。

　　補償量Δir是通過計算兩條支路電流的數(shù)值積分均值，再將兩者做m（m一般取值為5～10）次平均差值計算所得：

　　設置電流差值的閾值Δir_th,，通過比較來確定是否發(fā)生電流不均衡現(xiàn)象：

　　|Δir[n]|≥Δir_th

　　|Δir[n]|<Δir_th(3)

　　當出現(xiàn)電流不均衡的情況時,，需調(diào)整電流的參考值，通過Δir來補償電流的參考值：

　　其中Δir1[n]和Δir2[n]分別是對電流支路(Ⅰ)與電流支路(Ⅱ)的參考值的補償,，Δir1[n]=Δir2[n]=1/2Δir[n],， 通過上述計算可以實時對電流進行均衡化。

2 控制系統(tǒng)的仿真

　　為了驗證上述分析的正確性,，本文通過MATLAB仿真軟件Simulink的SimPowerSystem模塊對圖4中的雙向并聯(lián)DC-DC能源變換器進行仿真,，通過兩支路的電流波形圖來驗證數(shù)字式電流自動均衡型雙閉環(huán)控制控制器的均衡效果。雙向并聯(lián)DC-DC的具體參數(shù)見表1,。

　　仿真中,，電源輸入為480 V，輸出電源參考為720 V,，電流的限制上下限為正負200 A,，負載采用的是電感電阻式負載，兩路DC-DC的開關頻率為10 kHz,，控制方案采用移相式電流自動均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式,。

　　首先，采用移相式電流自動均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式,，在電源電壓發(fā)生波動時,，測量系統(tǒng)輸出電壓電流動態(tài)響應。仿真結果如圖6,、圖7所示,。

　　圖6為電源電壓輸入與電壓輸出波形圖，動力電池組與超級電容組的輸入電壓均為480 V,，輸出電壓波形在0.058 s便基本達到穩(wěn)定,，穩(wěn)態(tài)誤差為0.833%，系統(tǒng)在雙閉環(huán)控制下能夠快速,、穩(wěn)定地達到預期效果,，滿足混合動力列車動態(tài)響應快的需求。

　　由于運行過程中電能的耗費與不穩(wěn)定,，動力電池組與超級電容組的供給電壓會出現(xiàn)一定的波動,，圖7為輸入電壓在0.08 s時跳變下降20 V后,，電源系統(tǒng)的輸出電壓波形圖，可見,，當輸入電壓出現(xiàn)變換時,，在雙閉環(huán)控制系統(tǒng)下，系統(tǒng)能夠實時跟蹤參考電壓,，經(jīng)過約0.08 s后,，電壓重新穩(wěn)定在參考電壓附近，滿足混合動力列車抗干擾的需求,。（上述均工作于能量正輸出模式,。在能量反饋回收，工作在BUST狀態(tài)仿真時,，同樣驗證了系統(tǒng)穩(wěn)定,、響應速度快的特性，此處不再贅述,。）

　　然后，分別采用移相式電流自動均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式和不加電流均衡的雙閉環(huán)電流電壓控制方式對模型進行仿真,，分析控制方案對電流均流的作用,。仿真結果如圖8、圖9所示,。

　　圖8為支路的電感阻抗分別為ir-L1=6 mΩ和ir-L2=4 mΩ,、不加均流控制器下的PI控制的電流波形圖，采用的不加電流均衡雙閉環(huán)電流電壓控制方式雖然使得輸出電壓能穩(wěn)定,、快速地達到預定值,，但是在仿真的初期會由于支路的電感阻抗不相等而出現(xiàn)電流不均衡的現(xiàn)象，電感L1的平均電流為10.61 A,，電感L２的平均電流為10.27 A,，兩條支路電感平均電流的差值為0.34 A。

　　圖9為支路加入了自均流控制器下的移向雙閉環(huán)電流電壓控制的電流波形圖,。仿真初期,，電感L1的平均電流為10.451 0 A，電感L2的平均電流為10.450 7 A,，電感平均電流的差值低于0.01 A,。

　　可見，加入自均流控制器后電流自動均流得到了改善,，電感電流的差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A,，驗證了上述理論方案與算法的可實踐性。

3 結論

　　本文實現(xiàn)了將移相式電流自動均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制的雙向并聯(lián)DC-DC用于混合動力列車的車載能源系統(tǒng),。利用電壓外環(huán)使電壓精確地維持在給定值,；電流環(huán)能使系統(tǒng)有更好的靜動態(tài)特性,，確保系統(tǒng)的安全。移相雙向并聯(lián)模式的DC-DC不僅能夠實現(xiàn)能量傳遞的控制,，而且電路的開關器件電流應力比傳統(tǒng)DC-DC變換器的減少一半,，紋波也減半。此電流自動均衡算法達到了并聯(lián)各支路電流的平衡,，加入自均流控制器后各支路電感平均差值得到了改善,，電感電流的平均差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A，效果良好,。

　　參考文獻

　　[1] GARCIA O,，ZUMEL P，DE CASTRO A,，et al.Automotive DC-DC bidirectional converter made with many interleaved buck stages[J]．IEEE Transactions on Power Electronics,，2006，21(3)：578-586．

　　[2] HENN G A L,，SILVA R,，PRACA P P，et al.Interleaved-boost converter with high voltage gain[J].Power Electronics,，IEEE Transactions on,，2010，25(11)：2753-2761.

　　[3] 封焯文,，粟梅,，孫堯，等．用于電動汽車的雙向交錯式DC/DC變換器的設計[J]．電力電子技術,，2010,，44(9)：16-17．

　　[4] HEGAZY O，VAN MIERLO J,，LATAIRE P.Design and control of bidirectional DC/AC and DC/DC converters for plug-in hybrid electric vehicles[C].Power Engineering,，Energy and Electrical Drives(POWERENG)，2011 Interna-tional Conference on.IEEE,，2011：1-7.

　　[5] 胡雪峰,，龔春英．適用于光伏/燃料電池發(fā)電的組合式直流升壓變換器[J]．中國電機工程學報，2012,，32(15)：8-15．

　　[6] HSIEH Y,，HSUEH T，Yen Hauchen．An interleaved boost converter with zero-voltage transition[J]．IEEE Transactions on Power Electronics,，2009,，24(4)：973-978．

　　[7] 陳明，汪光森，馬偉明．多重化雙向 DC-DC變換器PI滑模變結構控制策略研究[J]．電力自動化設備,，2008,，28(4)：53-57．

　　[8] 劉曉東，姜婷婷,，方煒.DC/DC變換器并聯(lián)均流技術[J].安徽工業(yè)大學學報：自然科學版,，2013(1)：54-59.