0 引言

　　近年來，隨著環(huán)境污染和能源危機(jī)的日益嚴(yán)重,混合動(dòng)力受到了廣泛關(guān)注,。混合動(dòng)力源,、雙向DC-DC變換器和發(fā)動(dòng)機(jī)的結(jié)構(gòu)已經(jīng)出現(xiàn)于混合動(dòng)力列車中,。

　　并聯(lián)技術(shù)因?yàn)榫哂械碗娏骷y波,、高開關(guān)頻率,、較小磁元件體積及低功率開關(guān)器件的應(yīng)力和快速動(dòng)態(tài)響應(yīng)等特點(diǎn)而常常被應(yīng)用于一些電流較大場(chǎng)合[1-3],。

　　德國的LATAIRE P[4]研究的交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器主要適用于30 kW的混合動(dòng)力系統(tǒng),，目前仿真研究已經(jīng)完成,車載在線實(shí)驗(yàn)也正在進(jìn)行。

　　文獻(xiàn)[5]-[6]主要運(yùn)用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)于混合電動(dòng)汽車和燃料電池的能量轉(zhuǎn)換,。除了傳統(tǒng)的雙閉環(huán)PI控制方法,，文獻(xiàn)[7]在PI控制器中加入了滑模變結(jié)構(gòu)控制策略，文獻(xiàn)[8]對(duì)目前并聯(lián)均流技術(shù)原理和主要均流方法進(jìn)行了分析,。

　　本文在結(jié)合上述研究成果的基礎(chǔ)上,，設(shè)計(jì)了一種運(yùn)用于混合動(dòng)力列車的混合動(dòng)力系統(tǒng)的能源控制器，混合動(dòng)力系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖如圖1所示,。

　　與其他車載能源系統(tǒng)不同的是：(1)該混合動(dòng)力能源系統(tǒng)采用動(dòng)力電池源與超級(jí)電容并聯(lián)輸出模式，設(shè)計(jì)了兩套交錯(cuò)并聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的大功率DC-DC變換器,；(2)依靠于電網(wǎng)的直流母線,，交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器可以工作于Boost模式與Buck模式，根據(jù)能源需求實(shí)現(xiàn)向負(fù)載供電或完成能量回收,；(3)該系統(tǒng)的交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)雙向DC-DC變換器的控制器采用的是數(shù)字式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制控制器,。

1 建模與策略

　　1.1 交錯(cuò)并聯(lián)DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

　　考慮到混合動(dòng)力列車的大功率需求，為了提供足夠大的輸出電流,，減小輸出電壓紋波值,，有效地提高動(dòng)態(tài)響應(yīng)，在控制器設(shè)計(jì)上采用了移相式的電壓電流雙閉環(huán)PI控制,。雙向交錯(cuò)并聯(lián)雙向DC-DC變換器如圖2所示,。

　　在進(jìn)行升壓Boost模式運(yùn)行時(shí)，功率器件（VT1,、VT3,、D2、D4）進(jìn)行換流工作,，其中開關(guān)管VT1與VT3的驅(qū)動(dòng)脈沖相差180°,。根據(jù)開關(guān)管VT1與VT3占空比D(D>0.5，D=0.5,，D<0.5)的不同情況,，Boost的運(yùn)行模式又可分為3種情況(本文以Boost(D<0.5)為例)。

　　由圖3可知,，當(dāng)處于D>0.5時(shí),，開關(guān)管VT1與開關(guān)管VT3輪流開關(guān)，由于兩路電阻的不均衡（電感內(nèi)阻,、電路內(nèi)阻,、開關(guān)器件內(nèi)阻等）將會(huì)引起兩路的電流不均衡,，將兩路的電流做差集得到Δid，從而可以得到：

　　式中,，TS為開關(guān)管的開關(guān)周期,，iL1是流過電感L1的電感電流，IL1是流過電感L1單位周期內(nèi)的平均電感電流,；同理,，iL2是流過電感L2的電感電流，IL2是流過電感L2單位周期內(nèi)的平均電感電流,。

　　1.2 控制器設(shè)計(jì)

　　為了解決上述電感不均流問題,，本文將采用一種數(shù)字式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制控制器，整個(gè)控制模塊包括：輸入與輸出電壓檢測(cè)電路,、輸入電流檢測(cè)電路,、支路電流檢測(cè)電路、PWM發(fā)生器,、均流控制器,，如圖4所示。

　　假定：(1)所有的開關(guān)器件在開關(guān)性能上都是線性的,；(2)模型1(Module1)和模型2(Module2)的主電感的電感值相同,；(3)模型1(Module1)和模型2(Module2)的PWM相位相差180°；(4)電路均工作于CCM模式,。

　　以Boost為例,，超級(jí)電容或動(dòng)力電池組(480 V)通過雙向DC-DC變換器向負(fù)載提供功率，反饋輸出電壓Vf與設(shè)定電壓Vref差值比較后得到誤差值e,，差值e通過VC(PI控制器)得到總的電流的設(shè)定參考值iref,，然后對(duì)iref平均化得到各個(gè)支路的電流參考值，再加上電流的采集補(bǔ)償量Δir,，得到輸入理想電流后通過IC(PI控制器),，最后通過調(diào)節(jié)開關(guān)頻率（PWM）以達(dá)到電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制。補(bǔ)償量Δir具體算法過程如圖5所示,。

　　補(bǔ)償量Δir是通過計(jì)算兩條支路電流的數(shù)值積分均值,，再將兩者做m（m一般取值為5～10）次平均差值計(jì)算所得：

　　設(shè)置電流差值的閾值Δir_th，通過比較來確定是否發(fā)生電流不均衡現(xiàn)象：

　　|Δir[n]|≥Δir_th

　　|Δir[n]|<Δir_th(3)

　　當(dāng)出現(xiàn)電流不均衡的情況時(shí),，需調(diào)整電流的參考值,，通過Δir來補(bǔ)償電流的參考值：

　　其中Δir1[n]和Δir2[n]分別是對(duì)電流支路(Ⅰ)與電流支路(Ⅱ)的參考值的補(bǔ)償，Δir1[n]=Δir2[n]=1/2Δir[n],， 通過上述計(jì)算可以實(shí)時(shí)對(duì)電流進(jìn)行均衡化,。

2 控制系統(tǒng)的仿真

　　為了驗(yàn)證上述分析的正確性，本文通過MATLAB仿真軟件Simulink的SimPowerSystem模塊對(duì)圖4中的雙向并聯(lián)DC-DC能源變換器進(jìn)行仿真，通過兩支路的電流波形圖來驗(yàn)證數(shù)字式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)控制控制器的均衡效果,。雙向并聯(lián)DC-DC的具體參數(shù)見表1,。

　　仿真中，電源輸入為480 V,，輸出電源參考為720 V,，電流的限制上下限為正負(fù)200 A，負(fù)載采用的是電感電阻式負(fù)載,，兩路DC-DC的開關(guān)頻率為10 kHz,，控制方案采用移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式。

　　首先,，采用移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式,，在電源電壓發(fā)生波動(dòng)時(shí)，測(cè)量系統(tǒng)輸出電壓電流動(dòng)態(tài)響應(yīng),。仿真結(jié)果如圖6,、圖7所示。

　　圖6為電源電壓輸入與電壓輸出波形圖,，動(dòng)力電池組與超級(jí)電容組的輸入電壓均為480 V,，輸出電壓波形在0.058 s便基本達(dá)到穩(wěn)定，穩(wěn)態(tài)誤差為0.833%,，系統(tǒng)在雙閉環(huán)控制下能夠快速,、穩(wěn)定地達(dá)到預(yù)期效果,，滿足混合動(dòng)力列車動(dòng)態(tài)響應(yīng)快的需求,。

　　由于運(yùn)行過程中電能的耗費(fèi)與不穩(wěn)定，動(dòng)力電池組與超級(jí)電容組的供給電壓會(huì)出現(xiàn)一定的波動(dòng),，圖7為輸入電壓在0.08 s時(shí)跳變下降20 V后,，電源系統(tǒng)的輸出電壓波形圖，可見,，當(dāng)輸入電壓出現(xiàn)變換時(shí),，在雙閉環(huán)控制系統(tǒng)下，系統(tǒng)能夠?qū)崟r(shí)跟蹤參考電壓,，經(jīng)過約0.08 s后,，電壓重新穩(wěn)定在參考電壓附近，滿足混合動(dòng)力列車抗干擾的需求,。（上述均工作于能量正輸出模式,。在能量反饋回收，工作在BUST狀態(tài)仿真時(shí),，同樣驗(yàn)證了系統(tǒng)穩(wěn)定,、響應(yīng)速度快的特性，此處不再贅述。）

　　然后,，分別采用移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制方式和不加電流均衡的雙閉環(huán)電流電壓控制方式對(duì)模型進(jìn)行仿真,，分析控制方案對(duì)電流均流的作用。仿真結(jié)果如圖8,、圖9所示,。

　　圖8為支路的電感阻抗分別為ir-L1=6 mΩ和ir-L2=4 mΩ、不加均流控制器下的PI控制的電流波形圖,，采用的不加電流均衡雙閉環(huán)電流電壓控制方式雖然使得輸出電壓能穩(wěn)定,、快速地達(dá)到預(yù)定值，但是在仿真的初期會(huì)由于支路的電感阻抗不相等而出現(xiàn)電流不均衡的現(xiàn)象,，電感L1的平均電流為10.61 A,，電感L２的平均電流為10.27 A，兩條支路電感平均電流的差值為0.34 A,。

　　圖9為支路加入了自均流控制器下的移向雙閉環(huán)電流電壓控制的電流波形圖,。仿真初期，電感L1的平均電流為10.451 0 A,，電感L2的平均電流為10.450 7 A,，電感平均電流的差值低于0.01 A。

　　可見,，加入自均流控制器后電流自動(dòng)均流得到了改善,，電感電流的差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A，驗(yàn)證了上述理論方案與算法的可實(shí)踐性,。

3 結(jié)論

　　本文實(shí)現(xiàn)了將移相式電流自動(dòng)均衡型雙閉環(huán)電流電壓控制的雙向并聯(lián)DC-DC用于混合動(dòng)力列車的車載能源系統(tǒng),。利用電壓外環(huán)使電壓精確地維持在給定值；電流環(huán)能使系統(tǒng)有更好的靜動(dòng)態(tài)特性,，確保系統(tǒng)的安全,。移相雙向并聯(lián)模式的DC-DC不僅能夠?qū)崿F(xiàn)能量傳遞的控制，而且電路的開關(guān)器件電流應(yīng)力比傳統(tǒng)DC-DC變換器的減少一半,，紋波也減半,。此電流自動(dòng)均衡算法達(dá)到了并聯(lián)各支路電流的平衡，加入自均流控制器后各支路電感平均差值得到了改善,，電感電流的平均差值由之前的0.34 A降到低于0.01 A,，效果良好。

　　參考文獻(xiàn)

　　[1] GARCIA O,，ZUMEL P,，DE CASTRO A，et al.Automotive DC-DC bidirectional converter made with many interleaved buck stages[J]．IEEE Transactions on Power Electronics,，2006,，21(3)：578-586．

　　[2] HENN G A L,，SILVA R，PRACA P P,，et al.Interleaved-boost converter with high voltage gain[J].Power Electronics,，IEEE Transactions on，2010,，25(11)：2753-2761.

　　[3] 封焯文,，粟梅，孫堯,，等．用于電動(dòng)汽車的雙向交錯(cuò)式DC/DC變換器的設(shè)計(jì)[J]．電力電子技術(shù),，2010，44(9)：16-17．

　　[4] HEGAZY O,，VAN MIERLO J,，LATAIRE P.Design and control of bidirectional DC/AC and DC/DC converters for plug-in hybrid electric vehicles[C].Power Engineering，Energy and Electrical Drives(POWERENG),，2011 Interna-tional Conference on.IEEE,，2011：1-7.

　　[5] 胡雪峰，龔春英．適用于光伏/燃料電池發(fā)電的組合式直流升壓變換器[J]．中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),，2012,，32(15)：8-15．

　　[6] HSIEH Y，HSUEH T,，Yen Hauchen．An interleaved boost converter with zero-voltage transition[J]．IEEE Transactions on Power Electronics,，2009，24(4)：973-978．

　　[7] 陳明,，汪光森,，馬偉明．多重化雙向 DC-DC變換器PI滑模變結(jié)構(gòu)控制策略研究[J]．電力自動(dòng)化設(shè)備，2008,，28(4)：53-57．

　　[8] 劉曉東,，姜婷婷,，方煒.DC/DC變換器并聯(lián)均流技術(shù)[J].安徽工業(yè)大學(xué)學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版,，2013(1)：54-59.