摘 要： 傳統(tǒng)的8PSK頻偏估計方法通常需要上百個符號完成,，其優(yōu)點在于能夠?qū)崿F(xiàn)較大的載波頻偏補償，但是同步時間較長,，不適用于短時突發(fā)通信條件下的快速載波頻偏估計,。特別是在低信噪比下，更是很難達到快速鎖定的目的,?；谠诘托旁氡葪l件下，數(shù)據(jù)包長度有限的短時突發(fā)通信,，提出了一種8PSK快速載波同步的方法,，并在FPGA上得到實現(xiàn)。經(jīng)驗證,，該方法實現(xiàn)簡潔有效,，硬件開銷小，同步時間短,。

　　關(guān)鍵詞： 8PSK,；載波同步；跟蹤時間

0 引言

　　8PSK在衛(wèi)星通信,、數(shù)據(jù)鏈電臺等領(lǐng)域有廣泛應(yīng)用,。而未預(yù)差分編碼的8PSK只適合相干解調(diào)，接收機通常需要對發(fā)送載波的初始相位以及收發(fā)端之間的載波頻偏進行估計,，然后通過跟蹤環(huán)路將殘余頻偏補償回去,，從而達到正確解調(diào)的目的。傳統(tǒng)方法的初相和頻偏估計以及跟蹤過程往往通過上百個符號完成,，其優(yōu)點在于能夠?qū)^大的載波頻偏進行補償,，但是跟蹤時間長，不適用于短包突發(fā)通信,，而且在通常情況下硬件開銷較大[1-2],。

　　突發(fā)數(shù)據(jù)包結(jié)構(gòu)中（如圖1所示），每包中用于信號捕獲以及載波初值估計與跟蹤的引導(dǎo)數(shù)據(jù)長度一般只有幾十個符號,。每個突發(fā)數(shù)據(jù)包都需要完成載波同步與跟蹤,，且由于引導(dǎo)數(shù)據(jù)很短，需要快速完成同步。通過實際仿真發(fā)現(xiàn),，在低信噪比下快速同步極易出現(xiàn)載波失鎖或鎖相環(huán)帶入過調(diào)量而造成相位誤差,，從而人為地增加了信號的相位噪聲。因此,，在短包突發(fā)通信中,，較難解決快速同步與信號跟蹤穩(wěn)定的矛盾。

　　本文在數(shù)據(jù)包長度有限的突發(fā)通信[3]模式下,，為了實現(xiàn)信號的快速捕獲,、載波快速同步、載波平穩(wěn)跟蹤以及在極低信噪比條件下正確解調(diào),，提出了一款8PSK的載波同步新方法,。該方法設(shè)計簡潔，實現(xiàn)模塊化設(shè)計,。下文分別從同步模型,、同步新方法、MATLAB仿真比較和FPGA實現(xiàn)對其做說明,。

1 載波同步模型

　　用于載波頻偏估計的8PSK[4]接收信號可以表示為：

　　式中,，k=0,1,2,...,7；Ak為幅度,；fc為待估計的載波頻率偏差,；missing image file為調(diào)制相位；θ0為未知的載波相位,；wk為加性高斯白噪聲。

　　基于傳統(tǒng)載波同步的接收端[5]模型如圖2所示,。

　　在低信噪比時,，由于I、Q[6]兩路相位噪聲較大,，使用單一的載波同步環(huán)路會導(dǎo)致在有限的引導(dǎo)數(shù)據(jù)長度下鎖定慢,，或載波環(huán)路系數(shù)調(diào)整后即便能較為快速鎖定，也會極易再次失鎖,。既要載波同步鎖定時間不能過慢,，又不能在鎖定后過調(diào)而導(dǎo)致失鎖，僅使用一個載波同步環(huán)路無法滿足數(shù)據(jù)鏈突發(fā)通信包的要求,。

2 載波同步新方法

　　根據(jù)數(shù)據(jù)鏈突發(fā)通信包的特點,，本文提出一種分時段控制載波同步方法，如圖3所示,。其基本思想是：分時段給出控制信號,，首先選擇載波快速同步方法，實現(xiàn)較大頻偏的快速糾偏；其次,，選擇載波慢同步[7]方法,，利用FIFO中存儲的引導(dǎo)數(shù)據(jù)和快速同步方法中獲得的初步頻偏預(yù)估計值，完成載波慢同步,，實現(xiàn)載波的精確同步,；最后，通過載波跟蹤方法,，實現(xiàn)載波的平穩(wěn)跟蹤,，以達到在低信噪比條件下不易因相位噪聲過大引起過調(diào)而同步失鎖，同時也減小環(huán)路[8]濾波的鎖定抖動造成不必要的誤碼,。

　　2.1 載波快同步方法

　　下變頻后得到I,、Q兩路基帶信號，相乘后,，得到鑒相信號為：

　　將此鑒相信號送入快同步環(huán)路進行同步鎖定,，快同步環(huán)路采用常規(guī)的Costas環(huán)設(shè)計，得到的頻偏累加值產(chǎn)生頻率控制字控制NCO,，實現(xiàn)頻率補償,，利用經(jīng)過初步頻率補償后的本地載波，完成本地接收信號的下變頻,。載波快同步會很快實現(xiàn)較大頻偏的糾偏,，在低信噪比的條件下，為了得到更加準(zhǔn)確的頻偏估計值,，往往需要通過計算快速鎖定以后較長平穩(wěn)時間內(nèi)的平均值才能提供給載波慢同步使用,，否則會造成慢同步的環(huán)路壓力過大，不利于實現(xiàn)低信噪比下的可靠同步,。鑒于此,，在載波同步快速鎖定后的平穩(wěn)過程中，對快速同步8個符號長度的頻率控制字求平均（總共1 024點）,，得到初步頻偏預(yù)估計值missing image file,。

　　2.2 載波慢同步方法

　　當(dāng)信號完成初步的載波同步后，頻偏已糾偏到極小的范圍內(nèi),，但是依然沒有實現(xiàn)載波同步,，特別是在極低信噪比的條件下，載波快同步往往更加不準(zhǔn)確,，且載波快同步的方法并不適用于8PSK信號[9],，因此需要通過載波的慢同步繼續(xù)完成載波的準(zhǔn)確同步。

　　信號表示為極坐標(biāo)形式：

　　對8PSK信號做M-th非線性變換消除調(diào)制,，信號變?yōu)閱晤l信號：

　　上式表示的信號處理方式實際上是對相位誤差進行歸一化處理,。

　　在實現(xiàn)過程中，下變頻I、Q兩路信號通過CORDIC算法計算出當(dāng)前相位值φ(k),，將φ(k)進行式(4)處理后,，得到歸一化的相位誤差值，將該值送入慢同步環(huán)路進行同步鎖定,，慢同步環(huán)路采用常規(guī)的Costas環(huán)設(shè)計,，得到的頻偏累加值產(chǎn)生頻率控制字，并結(jié)合初步頻偏預(yù)估計值missing image file,，實現(xiàn)對NCO的控制,，達到慢速鎖定的目的。

　　短包突發(fā)通信要求載波的快速鎖定,，載波慢同步環(huán)路濾波器系數(shù)設(shè)置時,，環(huán)路收斂的速度比載波快同步快一倍，能夠?qū)崿F(xiàn)較快鎖定,，但是同時造成的相位收斂后相位的震蕩要稍微劇烈一些,；與此同時，載波慢同步算法的殘余頻偏調(diào)整速率約為載波快同步算法的1/8,，所以最終的效果是,，載波慢同步相位的收斂速度要比載波快同步慢，而且收斂后相位的震蕩更加劇烈,，因此需要載波跟蹤同步過程,。

　　2.3 載波跟蹤同步方法

　　在載波慢同步過程中，載波頻偏值已經(jīng)被完全消除掉,，但是由于信號處于低信噪比的條件時,，噪聲對相位和環(huán)路濾波器的影響較大，如果之后不進行載波跟蹤,，極易造成信號的再次失鎖,，因此最后進入到載波跟蹤狀態(tài)，保證整包信號都能夠?qū)崿F(xiàn)在低信噪比的條件下鎖定,。

　　載波跟蹤同步方法與載波慢同步的方法一致，不同之處是,，載波跟蹤狀態(tài)下不再需要過快調(diào)整相位收斂,，僅僅需要慢速跟蹤即可，因此,，需要調(diào)整環(huán)路濾波器的系數(shù),，使得載波跟蹤過程中相位的擺動變小，減小對信號本身造成的影響,。該處理在信噪比極低的情況下可盡可能地提高碼元同步的準(zhǔn)確度,，即改善整個系統(tǒng)的誤碼率。

　　通過上述3個步驟的處理，能夠?qū)崿F(xiàn)低信噪比下8PSK的快速載波同步,，從而實現(xiàn)短包突發(fā)通信的實時接收,。

3 仿真結(jié)果

　　對產(chǎn)生1 kHz頻偏的8PSK調(diào)制信號進行Matlab載波同步仿真。分別對理想信號和低信噪比信號（信噪比為5 dB）進行仿真,，仿真結(jié)果如圖4,、圖5所示。

　　仿真驗證可得,，在低信噪比條件下8PSK信號能實現(xiàn)快速同步及平穩(wěn)跟蹤,。

4 載波同步FPGA實現(xiàn)

　　本方法采用以XC5VSX95T為核心的FPGA硬件系統(tǒng)[10]實現(xiàn)。模數(shù)芯片選用AD公司的AD9246BCPZ芯片,，14位精度,。研究和實驗表明，系統(tǒng)運行良好,。

　　設(shè)定信號載波中心頻率為24 MHz,，采樣速率為 32 MHz，短包突發(fā)通信的一包信號長度為400個符號,，鎖定后I,、Q兩路基帶信號和調(diào)整值如圖6所示。與圖4比較,，F(xiàn)PGA實現(xiàn)的結(jié)果與仿真結(jié)果一致,。

5 結(jié)論

　　通過對該方法的仿真及硬件實現(xiàn)，并將該方法應(yīng)用于實際工程中,，充分驗證了該載波同步新方法在低信噪比下收斂速度快,、硬件資源耗用較少。

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