文獻(xiàn)標(biāo)識碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.2016.03.039
中文引用格式: 李志軍,秦曉雪,,張軒濤,,等. 基于Saber的有源箝位反激電路設(shè)計與仿真[J].電子技術(shù)應(yīng)用,2016,,42(3):141-143,,150.
英文引用格式: Li Zhijun,Qin Xiaoxue,Zhang Xuantao,,et al. Design and simulation of active clamp flyback circuit by Saber[J].Application of Electronic Technique,,2016,42(3):141-143,,150.
0 引言
反激變換器具有電路拓?fù)浜唵巍⒊杀镜?、電磁干擾小等優(yōu)點,,但是沒有對變壓器的漏感能量進(jìn)行處理,從而導(dǎo)致開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力增大,、開關(guān)管損耗增加和變換器效率降低,,針對反激變換器存在的這些問題,有效的解決方法是引進(jìn)箝位技術(shù)[1-2],,將變壓器漏感儲能輸送到變換器輸出端,,減小功率管漏源級的電壓應(yīng)力。通常采用的箝位方式有:LCD箝位技術(shù),、RCD箝位技術(shù)和有源箝位技術(shù),,其中反激變換器采用有源箝位技術(shù)時,綜合性能最優(yōu)[3],。
1 反激變換器工作原理和工作模式
圖1所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為反激變換器電路,,其中變壓器T不僅起到隔離的作用,還可以等效為電感,,具有儲能的作用,。功率管Q1在驅(qū)動信號為高電平時導(dǎo)通,此時,,有電流通過變壓器原邊繞組Np,,輸出二極管Do反向截止,變壓器原邊磁感應(yīng)強(qiáng)度增強(qiáng),,儲存能量,;副邊繞組Ns中無電流流過,,輸入端的能量不能傳送到負(fù)載,輸出濾波電容Co為負(fù)載提供能量,。當(dāng)功率管Q1為關(guān)斷狀態(tài)時,,變壓器釋放儲能,輸出整流二極管Do導(dǎo)通,,原邊繞組中儲存的能量通過副邊繞組給負(fù)載提供能量,,同時為負(fù)載側(cè)輸出濾波電容Co充電[4]。
根據(jù)變壓器磁通的連續(xù)性,,反激變換器主要有兩個工作模式:連續(xù)電流模式(CCM)和斷續(xù)電流模式(DCM)[5],。
反激變換器工作在連續(xù)電流模式(CCM)時,功率管在下一次導(dǎo)通時刻,,變壓器的副邊電流還沒有減少到零,,因此變壓器的原副邊兩個繞組中總有一個繞組是有電流流過的。
反激變換器工作在斷續(xù)電流模式(DCM)時,,可以實現(xiàn)變壓器能量的完全傳遞,。DCM模式下反激變換器的響應(yīng)會更快,而且負(fù)載電流突變或者輸入電壓突變時引起的輸出電壓的尖峰會降低,。在下一次開通時,,變壓器副邊輸出整流二極管中流過的電流已經(jīng)降到零,所以整流二極管實現(xiàn)零電流關(guān)斷,,其損耗降低,。但是當(dāng)傳遞的功率相等時,DCM模式下,,其尖峰電流會更大,,變壓器原副邊的損耗也會增大。
2 有源箝位反激電路工作過程分析
在反激電路中引入有源箝位技術(shù),,可以抑制功率管漏源級的尖峰電壓,,回收利用變壓器的漏感能量[6-7]。有源箝位反激變換器的主電路如圖2所示,。
該箝位電路采用PMOS對地箝位方式,,所需元器件少,電路結(jié)構(gòu)簡單,。整體箝位電壓有源箝位電路一個開關(guān)周期內(nèi)有6個階段,,波形如圖3,,按等效電路圖法對有源箝位電路工作過程進(jìn)行分析,。
第一階段[t0-t1]:在t0時刻,主功率管Q1處于開通狀態(tài),,輔助功率管Q2處于關(guān)斷狀態(tài),。變壓器諧振電感Lk和激磁電感Lm開始儲存能量,,Lk中的電流開始線性上升。輸出二極管Do反向偏置,,輸出電容Co為負(fù)載提供能量,。
第二階段[t1-t2]:輔助功率管Q2保持關(guān)斷狀態(tài),在t1時刻,,關(guān)斷主功率管Q1,。變壓器原邊勵磁電流通過諧振的方式給Q1的結(jié)電容Cr充電,Lk中的電流開始下降,。Q1漏源級電壓Vds_Q1快速上升,,Q2漏源極電壓Vds_Q2下降。當(dāng)Vds_Q1達(dá)到最大值時,,該階段結(jié)束,。
第三階段[t2-t3]:在t2時刻,Vds_Q1被箝位在Q2體二極管導(dǎo)通,。變壓器原邊能量通過反激輸出二極管Do向副邊傳遞,,給負(fù)載供電。由于箝位電容Cc的大小遠(yuǎn)大于Q1結(jié)電容大小,,所以勵磁電流幾乎全部流過Cc,,給Cc充電,Cc電流迅速達(dá)到最大值,,然后緩慢下降,。Lk電流繼續(xù)下降。Lk與Cc形成諧振,。
第四階段[t3-t4]:在t3時刻,,Q2開通,由于其體二極管已經(jīng)是導(dǎo)通狀態(tài),,故Q2可以實現(xiàn)零電壓開通,。隨著充電的進(jìn)行,Lk電流下降,,Cc電流下降,,當(dāng)時,該過程結(jié)束,。
第五階段[t4-t5]:在t4時刻,,Cc中電流為零,Q2的反向并聯(lián)二極管截止,,Q2導(dǎo)通,,Cc中電流(諧振電流)開始反向增加。Cc釋放能量,,此時Do仍處于導(dǎo)通狀態(tài),,所以實現(xiàn)了漏感能量的回收利用,。
第六階段[t5-t6]:在t5時刻,Q2關(guān)斷,,強(qiáng)迫電流換流,,流經(jīng)Q1結(jié)電容Cr,Lk與Cr諧振,,Cr放電,,Q1漏源極電壓迅速下降,此期間Do導(dǎo)通,,原邊能量繼續(xù)傳給副邊,。t6時刻,Vds_Q1減小到零,,Q1零電壓開通,,重復(fù)上述過程[8-9]。
3 有源箝位反激電路參數(shù)設(shè)計
電路設(shè)計規(guī)格如下:最大輸入電壓Uin max=375 V,,最小占空比Dmin=0.2,,開關(guān)頻率fs=50 kHz,輸出電壓Uo=24 V,,輸出功率Po=100 W,。
3.1 變壓器參數(shù)設(shè)計
變壓器副邊電感L兩端的電壓UL(副邊電壓的紋波系數(shù)按10%考慮):
3.2 激磁電感Lm與諧振電感Lk
3.3 箝位電容Cc與主功率管結(jié)電容Cr
箝位電容Cc的取值原則:Cc與Lk的半個諧振周期應(yīng)大于主功率管Q1截止時間,即:
為了使主功率管Q1實現(xiàn)零電壓開通,,要求諧振電感Lk與主功率管結(jié)電容Cr諧振周期的四分之一大于或等于輔助功率管Q2關(guān)斷時間與主功率管Q1開通時間的時間間隔Td,,即:
3.4 輸出濾波電容Co
其中,ΔUo為輸出電壓紋波,。
4 仿真驗證
Saber是美國Analogy公司開發(fā)的一款功能強(qiáng)大的系統(tǒng)仿真軟件,,兼容模擬、數(shù)字,、控制量的混合仿真,。本文在分析有源箝位反激變換器工作原理的基礎(chǔ)上,使用Saber軟件進(jìn)行仿真驗證,。鑒于本文僅對有源箝位反激變換器主拓?fù)潆娐愤M(jìn)行分析研究,,所以為了敘述簡單,僅搭建了一個開環(huán)控制電路,,但不影響對電路特性的分析和判斷,。
主電路設(shè)計參數(shù)如下:Lm=253 μH,Cc=360 nF,,Cr=16 nF,,Co=140 μF,L=9.6 μF,,Rz=4.8 Ω,。
基于Saber分別對反激電路和有源箝位反激電路進(jìn)行仿真。反激電路的仿真結(jié)果如圖4所示,。從圖中可以得知:主功率管Q1承受的電壓應(yīng)力較大,,最大值為Vds_Q1=698 V。主功率管Q1不是零電壓開通,,其漏源極電壓的尖峰很大而且高頻振蕩比較嚴(yán)重,。主功率管Q1的瞬時損耗為Ploss_Q1=98 W。
有源箝位反激電路仿真結(jié)果如圖5,、圖6所示,。從圖5中可以得知:相比于反激電路,有源箝位反激電路中,,變壓器漏感引起的關(guān)斷電壓尖峰被消除了,,功率管電壓應(yīng)力明顯降低。最大值為Vds_Q1=570 V,。主功率管Q1的瞬時損耗為Ploss_Q1=1.84 W,,而且主開關(guān)Q1實現(xiàn)了零電壓開通和關(guān)斷,主功率管損耗明顯降低,。
圖6顯示:輔助功率管Q2的瞬時損耗為Ploss_Q2=2.54 W,。輔助功率管Q2也實現(xiàn)了零電壓開通(ZVS)。
5 結(jié)論
本文通過對有源箝位反激電路工作過程的分析,,設(shè)計了該電路關(guān)鍵器件的參數(shù),,最后通過Saber軟件進(jìn)行仿真比較并驗證分析結(jié)果,仿真結(jié)果表明:針對傳統(tǒng)反激變換器存在的缺點,,把有源箝位技術(shù)應(yīng)用于反激變換器中,,可以實現(xiàn)功率管的零電壓開關(guān)(ZVS);抑制功率管的電壓尖峰,在375 V的直流供電回路中,,主功率管Q1漏源級電壓降低了128 V,,主功率管Q1的瞬時損耗降低了96.16 W。仿真結(jié)果與分析結(jié)果一致:有源箝位技術(shù)可以降低反激變換器的損耗,,提高反激變換器的效率,。
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