0 引言

    均流技術(shù)是解決在現(xiàn)有功率器件受限的情況下，增加電源的輸出功率和減少研發(fā)成本的有效手段,。特別是在通信電源,、電鍍電源和雷達(dá)電源等上得到了廣泛的應(yīng)用^[1-3]。

    現(xiàn)有的均流技術(shù)主要分為：自主均流技術(shù)和主從均流技術(shù),。從本質(zhì)上講,，電源的均流都是通過調(diào)整輸出電壓來達(dá)到均流的目的。電源模塊在并聯(lián)運(yùn)行的過程中,，很小的輸出電壓都會(huì)引起輸出電流的巨大變化,，所以必須限制電源模塊的輸出電壓調(diào)節(jié)量^[1]。

    AC/DC功率變化電路在工業(yè)中得到了廣泛的應(yīng)用,，但隨著大量整流電路的應(yīng)用,，給電網(wǎng)造成了很大的諧波污染，影響電網(wǎng)的穩(wěn)定運(yùn)行?，F(xiàn)有治理諧波的方法有集中治理和分布治理,，最好的方式都是通過有源功率因數(shù)校正（PFC）電路實(shí)現(xiàn)源頭治理^[4]。功率因數(shù)校正電路一般采用Boost電路作為電源的主拓?fù)?，所以電源的效率非常高（大?6%）,，高功率密度的功率因數(shù)校正電源模塊在國外應(yīng)用得很成熟，國內(nèi)還處于起步階段,。由于軍備國產(chǎn)化的要求,，國內(nèi)許多電源模塊廠家開始研究功率因數(shù)校正電源模塊。國內(nèi)推出的功率因數(shù)校正電源模塊大多只能單模塊運(yùn)行,，不能多電源模塊并聯(lián)運(yùn)行,。本設(shè)計(jì)利用自主均流技術(shù)來實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正電源模塊的并聯(lián)運(yùn)行，對增大電源輸出功率,、減少研發(fā)成本和縮短研發(fā)周期等有重要意義^[2],。

1 PFC校正電源設(shè)計(jì)

    功率因數(shù)校正電路設(shè)計(jì)的兩個(gè)關(guān)鍵是高頻率開關(guān)和高功率密度，但是這本身是相互矛盾的,，高頻率會(huì)增大開關(guān)損耗,，影響電源散熱，進(jìn)而影響電源功率密度,。在實(shí)際應(yīng)用中,，功率變換系統(tǒng)的安放空間是首要考慮的問題，而效率是其次的,。因此,，在電源設(shè)計(jì)時(shí)對高功率密度的重視程度要超過高工作頻率。

    通常,，根據(jù)電感中電流的波形,，功率因數(shù)校正電源有3種工作模式：連續(xù)電流工作模式（CCM）、臨界電流工作模式（BCM）和斷續(xù)電流工作模式（DCM）,。有研究表明,，在許多小功率應(yīng)用中，基于Boost功率因數(shù)校正電路運(yùn)行于臨界電流工作模式或斷續(xù)電流工作模式,。這是因?yàn)閷τ贑CM工作模式,，需要對電感電流進(jìn)行精確的采樣，然而對于BCM和DCM來說是不需要精確采樣的,。對于臨界電流工作模式來講,，需要在電感上額外添加一個(gè)副邊繞組來檢測電流的過零點(diǎn)，然而對于DCM來說,，這個(gè)電流過零檢測是完全不需要的,。

    一般處于臨界或斷續(xù)電流工作模式的功率因數(shù)校正電源小于500 W，而本文所設(shè)計(jì)的電源功率為2 kW,，所以選用連續(xù)電流工作模式^[4],。本文利用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)來設(shè)計(jì)單電源模塊的主電路，其電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,。此電路不僅可以提高電源的輸出功率,，也能減小電源的輸出紋波，并能防止電源出現(xiàn)次諧波震蕩,。

    在設(shè)計(jì)中,，最為主要的是儲(chǔ)能元件和開關(guān)器件的選擇。開關(guān)器件的選擇應(yīng)滿足足夠的電壓和電流裕量,，更低的功耗,。儲(chǔ)能器件的選擇影響到電源的功率、動(dòng)態(tài)響應(yīng)和沖擊響應(yīng)等,，下面給出儲(chǔ)能器件的選擇原則,。

1.1 電感的設(shè)計(jì)

    BOOST變換拓?fù)渲须姼械脑O(shè)計(jì)是十分重要的，已經(jīng)在大量的文獻(xiàn)中予以討論,。設(shè)計(jì)的第一步是確保功率因數(shù)校正電路正常運(yùn)行所需要的電感量,，這就必須要求即使在最大功率的運(yùn)行狀況下，電感也不能夠達(dá)到飽和狀態(tài),?；谶B續(xù)電流工作模式下的電感選擇可以根據(jù)下式計(jì)算^[8]：

    然后，磁性的材質(zhì)和尺寸都必須滿足匝數(shù)和溫度的要求,。在實(shí)際應(yīng)用中,，由于鐵氧化體磁性材料的高頻損耗低,，在開關(guān)電源中得到了廣泛的應(yīng)用。圖2給出了電感的設(shè)計(jì)步驟,。

1.2 濾波電容的設(shè)計(jì)

    輸出濾波電容決定了電源的功率密度和功率等級,，由于直流母線上的電壓為一個(gè)直流電壓疊加一個(gè)幅值很小的交流紋波電壓。紋波電壓由輸出的功率P_o和交流電源的輸入頻率ω決定^[8]：

    為了確保功率因數(shù)校正電路的正常運(yùn)行,，設(shè)計(jì)參數(shù)必須要滿足以下兩個(gè)條件：

    (1)輸出電壓u_o必須大于輸入電壓的最大值,，這是為了確保功率因數(shù)校正電源的輸入電流波形跟隨輸入電壓波形的變化而變化。

    (2)輸出電壓u_o必須小于電容,、開關(guān)管和二極管的最大耐壓值,，這樣才能確保功率因數(shù)校正電路的安全運(yùn)行。

    這樣就規(guī)定電容的最小容量要求和最小耐壓要求,。

1.3 基于BOOST的PFC電路數(shù)學(xué)模型

    基于平均電流控制模式,，電源系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型為：

2 電源均流方案設(shè)計(jì)

    要實(shí)現(xiàn)電源的均流控制，首先要對電流進(jìn)行精確的采樣,。目前最簡單的方法是通過電阻取樣,，測量電阻兩端的電壓來檢測電流的大小。為了降低損耗,，一般采樣電阻為毫歐級,，這就要求對取樣電壓進(jìn)行放大處理，同時(shí)要求運(yùn)算放大的偏置電流極低,。因此,，我們選用LTC6102作為電流的放大器，并設(shè)計(jì)單電源供電,，其中電流采樣電路和放大電路分別如圖3,、圖4所示。

    在取得電流信號之后,，討論均流電路的設(shè)計(jì),。在設(shè)計(jì)時(shí)，選用UCC29002作為自主均流控制芯片,，最為重要的輸出電壓調(diào)節(jié)量和均流環(huán)帶寬,。自主均流技術(shù)時(shí)，需要將每個(gè)電源的均流線LS連在一起,，每個(gè)電源模塊會(huì)主動(dòng)跟隨LS最大的電源模塊運(yùn)行,，如圖5所示。

    首先,，由于UCC29002的最大可調(diào)節(jié)電流為6 mA,，采用二極管隔離輸出，輸出電壓的調(diào)節(jié)量需要大于10 V以上,，則采樣回路的調(diào)節(jié)電阻為：

其次,，均流帶寬的確定,。因功率因數(shù)校正電路的電壓外環(huán)帶寬一般為15～20 Hz，那么均流帶寬必須設(shè)置在此帶寬的1/5處,。這樣不僅能夠保證系統(tǒng)的快速動(dòng)態(tài)響應(yīng),，也保證了系統(tǒng)的均流精度。圖6給出了電流閉環(huán)控制的結(jié)構(gòu)框圖,，其中電流采樣反饋為比例大慣性環(huán)節(jié),，而對環(huán)路的補(bǔ)償采用比例積分環(huán)節(jié)G(s)來完成,。

    于是,，整個(gè)電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

在補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)中，必須要保證均流環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率在3 Hz以內(nèi),，要預(yù)留出足夠的相位余量（需大于45°）,。

    均流精度是衡量均流電路的重要指標(biāo)，以兩個(gè)電源并聯(lián)為例,，均流精度定義為：

式中：η為均流精度,，I₁和I₂代表兩模塊的輸出電流。

3 仿真結(jié)果及分析

    利用saber仿真平臺,，搭建了基于自主均流技術(shù)的功率因數(shù)校正電路仿真模型,，如圖7所示。當(dāng)進(jìn)行單個(gè)電源仿真時(shí),，直接采用圖7所示的仿真模型,；當(dāng)進(jìn)行多個(gè)電源并聯(lián)仿真時(shí)，需要將圖7中單電源的輸出端口并聯(lián),，并且每個(gè)電源模塊的LS端口連在一起,。均流控制電路如圖8所示，單個(gè)電源仿真參數(shù)如表1所示,。

    當(dāng)采用單個(gè)電源運(yùn)行時(shí),，仿真結(jié)果如圖9所示。由圖可知,，單個(gè)電源能夠可靠穩(wěn)定地運(yùn)行,。

    當(dāng)采用兩個(gè)電源并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，分別在負(fù)載為30%,、50%和100%進(jìn)行仿真研究,，仿真結(jié)果如表2所示。由表2可知,，在負(fù)載超過30%以后,，均流精度小于5%。

4 結(jié)論

    通過理論分析和仿真實(shí)驗(yàn)表明,，本文所設(shè)計(jì)的PFC校正電路及控制電路和均流電路均可行,，且并聯(lián)電源在輕載運(yùn)行時(shí)的電流均流精度小于5%,，滿足工程實(shí)際應(yīng)用要求。

參考文獻(xiàn)

[1] 張軍明,，謝小高,，吳新科，等.DC/DC模塊有源均流技術(shù)研究[J].中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),，2005,，25(19)：31-36.

[2] 丘東元，張波,，韋聰穎.改進(jìn)式自主均流技術(shù)的研究[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào),，2005，20(10)：41-47.

[3] 高玉峰,，胡旭杰,，陳濤，等.開關(guān)電源模塊并聯(lián)均流系統(tǒng)的研究[J].電源技術(shù),，2011,，35(2)：210-212.

[4] 姚凱.高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器的研究[D].南京：南京航空航天大學(xué)，2010.

[5] FIGUEIREDO J P M,，TOFOLI F L,，SILVA B L A.A review of single-phase PFC topologies based on the boost converter[C].IEEE/IAS International Conference on Industry Applications，2010：1-6.

[6] 楊喜軍,，陳紅平,，葉芃生.單相有源AC-DC變換器的綜述[J].變頻器世界，2005(2)：11-16.

[7] DAS P,，PAHLEVANINEZHAD M,，DROBNIK J，et al.A nonlinear controller based on a discrete energy function for an AC/DC boost PFC converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,，2013,，28(12)：5458-5476.

[8] NUSSBAUMER T，RAGGL K,，KOLAR J W.Design guidelines for interleaved single-phase boost PFC circuits[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,，2009，56(7)：2559-2573.