0 引言

    均流技術(shù)是解決在現(xiàn)有功率器件受限的情況下,，增加電源的輸出功率和減少研發(fā)成本的有效手段,。特別是在通信電源、電鍍電源和雷達(dá)電源等上得到了廣泛的應(yīng)用^[1-3],。

    現(xiàn)有的均流技術(shù)主要分為：自主均流技術(shù)和主從均流技術(shù),。從本質(zhì)上講，電源的均流都是通過調(diào)整輸出電壓來達(dá)到均流的目的,。電源模塊在并聯(lián)運行的過程中,，很小的輸出電壓都會引起輸出電流的巨大變化，所以必須限制電源模塊的輸出電壓調(diào)節(jié)量^[1],。

    AC/DC功率變化電路在工業(yè)中得到了廣泛的應(yīng)用,，但隨著大量整流電路的應(yīng)用，給電網(wǎng)造成了很大的諧波污染,，影響電網(wǎng)的穩(wěn)定運行?，F(xiàn)有治理諧波的方法有集中治理和分布治理，最好的方式都是通過有源功率因數(shù)校正（PFC）電路實現(xiàn)源頭治理^[4],。功率因數(shù)校正電路一般采用Boost電路作為電源的主拓?fù)洌噪娫吹男史浅８撸ù笥?6%）,，高功率密度的功率因數(shù)校正電源模塊在國外應(yīng)用得很成熟,，國內(nèi)還處于起步階段,。由于軍備國產(chǎn)化的要求，國內(nèi)許多電源模塊廠家開始研究功率因數(shù)校正電源模塊,。國內(nèi)推出的功率因數(shù)校正電源模塊大多只能單模塊運行,，不能多電源模塊并聯(lián)運行。本設(shè)計利用自主均流技術(shù)來實現(xiàn)功率因數(shù)校正電源模塊的并聯(lián)運行,，對增大電源輸出功率,、減少研發(fā)成本和縮短研發(fā)周期等有重要意義^[2]。

1 PFC校正電源設(shè)計

    功率因數(shù)校正電路設(shè)計的兩個關(guān)鍵是高頻率開關(guān)和高功率密度,，但是這本身是相互矛盾的,，高頻率會增大開關(guān)損耗，影響電源散熱,，進而影響電源功率密度,。在實際應(yīng)用中，功率變換系統(tǒng)的安放空間是首要考慮的問題,，而效率是其次的,。因此，在電源設(shè)計時對高功率密度的重視程度要超過高工作頻率,。

    通常,，根據(jù)電感中電流的波形，功率因數(shù)校正電源有3種工作模式：連續(xù)電流工作模式（CCM）,、臨界電流工作模式（BCM）和斷續(xù)電流工作模式（DCM）,。有研究表明，在許多小功率應(yīng)用中,，基于Boost功率因數(shù)校正電路運行于臨界電流工作模式或斷續(xù)電流工作模式,。這是因為對于CCM工作模式，需要對電感電流進行精確的采樣,，然而對于BCM和DCM來說是不需要精確采樣的,。對于臨界電流工作模式來講，需要在電感上額外添加一個副邊繞組來檢測電流的過零點,，然而對于DCM來說,，這個電流過零檢測是完全不需要的。

    一般處于臨界或斷續(xù)電流工作模式的功率因數(shù)校正電源小于500 W,，而本文所設(shè)計的電源功率為2 kW,，所以選用連續(xù)電流工作模式^[4]。本文利用交錯并聯(lián)技術(shù)來設(shè)計單電源模塊的主電路,，其電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,。此電路不僅可以提高電源的輸出功率，也能減小電源的輸出紋波,，并能防止電源出現(xiàn)次諧波震蕩,。

    在設(shè)計中,，最為主要的是儲能元件和開關(guān)器件的選擇。開關(guān)器件的選擇應(yīng)滿足足夠的電壓和電流裕量,，更低的功耗,。儲能器件的選擇影響到電源的功率、動態(tài)響應(yīng)和沖擊響應(yīng)等,，下面給出儲能器件的選擇原則,。

1.1 電感的設(shè)計

    BOOST變換拓?fù)渲须姼械脑O(shè)計是十分重要的，已經(jīng)在大量的文獻中予以討論,。設(shè)計的第一步是確保功率因數(shù)校正電路正常運行所需要的電感量,，這就必須要求即使在最大功率的運行狀況下，電感也不能夠達(dá)到飽和狀態(tài),?；谶B續(xù)電流工作模式下的電感選擇可以根據(jù)下式計算^[8]：

    然后，磁性的材質(zhì)和尺寸都必須滿足匝數(shù)和溫度的要求,。在實際應(yīng)用中,，由于鐵氧化體磁性材料的高頻損耗低，在開關(guān)電源中得到了廣泛的應(yīng)用,。圖2給出了電感的設(shè)計步驟,。

1.2 濾波電容的設(shè)計

    輸出濾波電容決定了電源的功率密度和功率等級，由于直流母線上的電壓為一個直流電壓疊加一個幅值很小的交流紋波電壓,。紋波電壓由輸出的功率P_o和交流電源的輸入頻率ω決定^[8]：

    為了確保功率因數(shù)校正電路的正常運行,，設(shè)計參數(shù)必須要滿足以下兩個條件：

    (1)輸出電壓u_o必須大于輸入電壓的最大值，這是為了確保功率因數(shù)校正電源的輸入電流波形跟隨輸入電壓波形的變化而變化,。

    (2)輸出電壓u_o必須小于電容,、開關(guān)管和二極管的最大耐壓值，這樣才能確保功率因數(shù)校正電路的安全運行,。

    這樣就規(guī)定電容的最小容量要求和最小耐壓要求,。

1.3 基于BOOST的PFC電路數(shù)學(xué)模型

    基于平均電流控制模式，電源系統(tǒng)的動態(tài)數(shù)學(xué)模型為：

2 電源均流方案設(shè)計

    要實現(xiàn)電源的均流控制,，首先要對電流進行精確的采樣,。目前最簡單的方法是通過電阻取樣，測量電阻兩端的電壓來檢測電流的大小,。為了降低損耗,，一般采樣電阻為毫歐級，這就要求對取樣電壓進行放大處理,，同時要求運算放大的偏置電流極低,。因此，我們選用LTC6102作為電流的放大器,，并設(shè)計單電源供電,，其中電流采樣電路和放大電路分別如圖3,、圖4所示。

    在取得電流信號之后,，討論均流電路的設(shè)計。在設(shè)計時,，選用UCC29002作為自主均流控制芯片,，最為重要的輸出電壓調(diào)節(jié)量和均流環(huán)帶寬。自主均流技術(shù)時,，需要將每個電源的均流線LS連在一起,，每個電源模塊會主動跟隨LS最大的電源模塊運行，如圖5所示,。

    首先,，由于UCC29002的最大可調(diào)節(jié)電流為6 mA，采用二極管隔離輸出,，輸出電壓的調(diào)節(jié)量需要大于10 V以上,，則采樣回路的調(diào)節(jié)電阻為：

其次，均流帶寬的確定,。因功率因數(shù)校正電路的電壓外環(huán)帶寬一般為15～20 Hz,，那么均流帶寬必須設(shè)置在此帶寬的1/5處。這樣不僅能夠保證系統(tǒng)的快速動態(tài)響應(yīng),，也保證了系統(tǒng)的均流精度,。圖6給出了電流閉環(huán)控制的結(jié)構(gòu)框圖，其中電流采樣反饋為比例大慣性環(huán)節(jié),，而對環(huán)路的補償采用比例積分環(huán)節(jié)G(s)來完成,。

    于是，整個電流環(huán)的開環(huán)傳遞函數(shù)為：

在補償器的設(shè)計中,，必須要保證均流環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)的截止頻率在3 Hz以內(nèi),，要預(yù)留出足夠的相位余量（需大于45°）。

    均流精度是衡量均流電路的重要指標(biāo),，以兩個電源并聯(lián)為例,，均流精度定義為：

式中：η為均流精度，I₁和I₂代表兩模塊的輸出電流,。

3 仿真結(jié)果及分析

    利用saber仿真平臺,，搭建了基于自主均流技術(shù)的功率因數(shù)校正電路仿真模型，如圖7所示,。當(dāng)進行單個電源仿真時,，直接采用圖7所示的仿真模型；當(dāng)進行多個電源并聯(lián)仿真時,，需要將圖7中單電源的輸出端口并聯(lián),，并且每個電源模塊的LS端口連在一起,。均流控制電路如圖8所示，單個電源仿真參數(shù)如表1所示,。

    當(dāng)采用單個電源運行時,，仿真結(jié)果如圖9所示。由圖可知,，單個電源能夠可靠穩(wěn)定地運行,。

    當(dāng)采用兩個電源并聯(lián)運行時，分別在負(fù)載為30%,、50%和100%進行仿真研究,，仿真結(jié)果如表2所示。由表2可知,，在負(fù)載超過30%以后,，均流精度小于5%。

4 結(jié)論

    通過理論分析和仿真實驗表明,，本文所設(shè)計的PFC校正電路及控制電路和均流電路均可行,，且并聯(lián)電源在輕載運行時的電流均流精度小于5%，滿足工程實際應(yīng)用要求,。

參考文獻

[1] 張軍明,，謝小高，吳新科,，等.DC/DC模塊有源均流技術(shù)研究[J].中國電機工程學(xué)報,，2005，25(19)：31-36.

[2] 丘東元,，張波,，韋聰穎.改進式自主均流技術(shù)的研究[J].電工技術(shù)學(xué)報，2005,，20(10)：41-47.

[3] 高玉峰,，胡旭杰，陳濤,，等.開關(guān)電源模塊并聯(lián)均流系統(tǒng)的研究[J].電源技術(shù),，2011，35(2)：210-212.

[4] 姚凱.高功率因數(shù)DCM Boost PFC變換器的研究[D].南京：南京航空航天大學(xué),，2010.

[5] FIGUEIREDO J P M,，TOFOLI F L，SILVA B L A.A review of single-phase PFC topologies based on the boost converter[C].IEEE/IAS International Conference on Industry Applications,，2010：1-6.

[6] 楊喜軍,，陳紅平，葉芃生.單相有源AC-DC變換器的綜述[J].變頻器世界，2005(2)：11-16.

[7] DAS P,，PAHLEVANINEZHAD M,，DROBNIK J，et al.A nonlinear controller based on a discrete energy function for an AC/DC boost PFC converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,，2013,，28(12)：5458-5476.

[8] NUSSBAUMER T，RAGGL K,，KOLAR J W.Design guidelines for interleaved single-phase boost PFC circuits[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,，2009，56(7)：2559-2573.