摘要

一般而言,，在高輸出電流隔離式DC-DC電源應(yīng)用中,，使用同步整流器（尤其是MOSFET）是主流趨勢(shì),。高輸出電流還會(huì)在整流器上引入較高的di/dt。為了實(shí)現(xiàn)高效率,，MOSFET的選擇主要取決于導(dǎo)通電阻和柵極電荷。然而，人們很少注意寄生體二極管反向恢復(fù)電荷(Qrr)和輸出電容(COSS),。這些關(guān)鍵參數(shù)可能會(huì)增大MOSFET漏極上的電壓尖峰和振鈴。一般而言,，隨著MOSFET擊穿電壓額定值的增大,，導(dǎo)通電阻也會(huì)增大。本文提出一種數(shù)控有源鉗位吸收器,。該吸收器既可消除同步整流器上的電壓尖峰和振鈴,，還能發(fā)揮設(shè)計(jì)指南作用；在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器（如半橋和全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)）中擁有多種其他優(yōu)勢(shì),，同時(shí)還能提高可靠性,，降低故障率。

簡(jiǎn)介

人們總是希望使用平均故障間隔時(shí)間(MTBF)較高的高可靠性電源,。要打造穩(wěn)健的設(shè)計(jì),，可以使用額定擊穿電壓較高的開(kāi)關(guān)。但這樣做會(huì)喪失一定的效率,。因此,，高效率和高可靠性在實(shí)際應(yīng)用中往往不可兼得。作為新一代電源解決方案的一部分,，工業(yè)界一直對(duì)高效率隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器保持著穩(wěn)定的需求,。這就要求在副邊使用同步整流器。整流器的額定值一般是器件電壓尖峰的1.2至1.5倍,。電壓尖峰由漏感,、寄生走線(xiàn)電感和整流器輸出電容(COSS)形成的諧振所導(dǎo)致，諧振峰值可能高達(dá)整流器穩(wěn)態(tài)反向電壓的兩倍,。一種解決方案是用無(wú)源吸收器充當(dāng)RC1或RCD2,。雖然這些器件非常流行，但有損耗，會(huì)導(dǎo)致效率略微下降,。用于制造無(wú)損吸收器的部分技術(shù)采用的是再生吸收器（如LCD3）,，但吸收器僅用于原邊開(kāi)關(guān)，或者只在電源開(kāi)關(guān)關(guān)閉而非開(kāi)啟期間使用RC吸收器,。其他技術(shù)4, 5運(yùn)用泄漏電能來(lái)驅(qū)動(dòng)小型高效率轉(zhuǎn)換器,，饋入輸出電壓終端。但這要求使用更多的元件,。其他技術(shù)6則將有源鉗位吸收器用于全橋相移拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),，以便消除在ZVS軟開(kāi)關(guān)應(yīng)用中由原邊諧振電感導(dǎo)致的諧振，但僅限于低占空比應(yīng)用,。

本文將深入探討有源鉗位吸收器電路及其數(shù)字實(shí)現(xiàn)方式,，該吸收器電路可以避免電壓偏移，特別是能消除MOSFET中寄生二極管的反向恢復(fù)損耗,，還具有多種其他優(yōu)勢(shì),。轉(zhuǎn)換器（僅副邊）功率級(jí)示意圖如圖1所示。

圖1.功率轉(zhuǎn)換器副邊（圖中所示為有源鉗位）

2 數(shù)字控制實(shí)現(xiàn)高可靠性DC-DC功率轉(zhuǎn)換及有源緩沖

圖2.（左）功率轉(zhuǎn)換器副邊AC視圖（圖中所示為有源鉗位）（右）簡(jiǎn)化的AC視圖,。

圖1展示的是一款隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器的副邊,。副邊由同步整流構(gòu)成，同步整流表現(xiàn)為連接變壓器的H-橋,。另外還有輸出濾波器電感(LOUT)和輸出濾波器電容(COUT),。有源鉗位開(kāi)關(guān)是一個(gè)P溝道MOSFET，用于轉(zhuǎn)換柵極信號(hào)電平的柵極驅(qū)動(dòng)由一個(gè)電容和一個(gè)二極管構(gòu)成,。

高頻等效電路

在高頻視圖中,，大電感和大電容分別處于開(kāi)路和短路狀態(tài)，電路分析中只使用寄生和諧振電感及電容,。利用這種方法可以簡(jiǎn)化電路,，以便分析交流電流。該方法特別適用于諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和使用吸收器的場(chǎng)合,，因?yàn)樵诰彌_周期中,，高頻電流會(huì)選擇阻抗最低的路徑。

電路的交流視圖如圖2所示,。輸出濾波電感和電容分別處于開(kāi)路和短路狀態(tài),。在電路中，MOSFET的輸出電容和漏電電感保持原樣,。重點(diǎn)是轉(zhuǎn)換器的副邊,，因?yàn)樵呺妷涸匆讯搪凡⑶覍?duì)分析無(wú)用。

同步FET有源鉗位電路的工作原理

在分析中,，我們假設(shè),，吸收器電容足夠大,，能維持電壓恒定不變。在續(xù)流間隙（在圖3中,，SR1和SR2均開(kāi)啟）,，四個(gè)副邊開(kāi)關(guān)(MOSFET)全部開(kāi)啟。受有限上升和下降時(shí)間以及柵極驅(qū)動(dòng)信號(hào)傳播延遲變化的影響,，同步整流器信號(hào)之間始終存在較短的死區(qū)時(shí)間,。在該死區(qū)時(shí)間期間，MOSFET的寄生二極管會(huì)導(dǎo)通以續(xù)流,。其后是下一半開(kāi)關(guān)周期,，此時(shí)，原邊MOSFET的另一個(gè)引腳啟動(dòng),。這會(huì)導(dǎo)致變壓器繞組上的極性發(fā)生變化,，同時(shí)關(guān)閉同步整流器體二極管。然而,，只要反向恢復(fù)電荷(Qrr)未耗盡,，同步MOSFET的寄生二極管就不會(huì)關(guān)閉。方向如圖2所示,。該Qrr被視為作為前沿尖峰從變壓器反映到原邊的多余電流。這還會(huì)增大同步MOSFET漏極上的電壓尖峰,。反向恢復(fù)電荷的大小由下式計(jì)算得到：

 (1)

圖3.

圖4a.trr間隔捕獲反向恢復(fù)能量期間的工作情況

圖4b.負(fù)載中釋放的能量

漏電電感和走線(xiàn)電感（極性如圖2所示）導(dǎo)致的電壓尖峰由有源鉗位吸收器吸收,。有源吸收器開(kāi)關(guān)可以在寄生二極管開(kāi)啟后在ZVS時(shí)打開(kāi)。然而,，當(dāng)有源鉗位吸收器開(kāi)啟時(shí),，吸收器電容會(huì)吸收反向恢復(fù)電流并把捕獲的能量重新注入副橋和負(fù)載中。由于通過(guò)吸收器電容的凈電流為零,，所以只要轉(zhuǎn)換器工作于穩(wěn)態(tài)下,，吸收器就會(huì)維持電荷平衡。

設(shè)計(jì)指南

1.估算漏電電感

讓轉(zhuǎn)換器在無(wú)吸收器的條件下工作,，測(cè)量同步MOSFET漏極上振鈴電壓尖峰的諧振頻率和周期(f1),。另外，測(cè)量原邊電流波形上的前沿尖峰（應(yīng)等于trr）,。要估算漏電電感,，要使電容的已知值(C2)至少比MOSFET漏極/源極電容大一個(gè)數(shù)量級(jí)。用下式測(cè)量振鈴頻率(f2),，計(jì)算電容(COSS)和漏電(LLK)電感：

(2)

(3)

2.選擇有源鉗位吸收器電容

選擇一個(gè)輸出電容至少為同步MOSFET輸出電容10至100倍的吸收器電容,。這是因?yàn)橛性次掌鏖_(kāi)關(guān)會(huì)有一條低阻抗路徑。然而,，吸收器電容的選擇必須做到：

(4)

其中,，Ts為開(kāi)關(guān)周期,。

在下列最小延遲條件下打開(kāi)有源鉗位吸收器：

(5)

這兩項(xiàng)為驅(qū)動(dòng)器的傳播延遲和原邊MOSFET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)上升時(shí)間。這個(gè)時(shí)序非常重要,，因?yàn)楸仨毑东@MOSFET體二極管的全部反向恢復(fù)能量,。該時(shí)間取決于同步MOSFET體二極管的反向恢復(fù)特性（Qrr、trr,、Irr）,，可能隨器件上的溫度、負(fù)載電流和反向電壓等因素而變化,。延遲時(shí)間和吸收器導(dǎo)通時(shí)間可以用本文所述方法精確設(shè)置以針對(duì)不同的開(kāi)關(guān)特性進(jìn)行優(yōu)化,。

確定鉗位電容值的另一種方法是使用以下公式。該公式基于諧振周期,，在此期間,，將漏電電能釋放到鉗位電容中。

(6)

該值的范圍為：

(7)

為了避免在第1點(diǎn)上觀察到過(guò)多的振鈴,，導(dǎo)通時(shí)間應(yīng)不超過(guò)一個(gè)或兩個(gè)諧振周期,，否則，會(huì)出現(xiàn)過(guò)多的連續(xù)振鈴,?；蛘撸掌鞯膶?dǎo)通時(shí)間可以取上面第1點(diǎn)中觀察到的前沿尖峰的導(dǎo)通時(shí)間的近似值（如trr）,。過(guò)多的導(dǎo)通時(shí)間只是會(huì)導(dǎo)致能量再諧振幾個(gè)周期,，可以在原邊電流波形中看到這一點(diǎn)（圖8和圖9）。

3.選擇吸收器開(kāi)關(guān)

(1)的一個(gè)簡(jiǎn)化版本是使用MOSFET數(shù)據(jù)手冊(cè)中的最差條件限值,。以下公式更加詳細(xì)地展現(xiàn)了電容中電流的情況：

(8)

使用因子2是因?yàn)榭紤]的只是半個(gè)開(kāi)關(guān)周期,，對(duì)于全橋或半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該過(guò)程發(fā)生兩次,。另外,，在圖1中，由于兩個(gè)開(kāi)關(guān)關(guān)閉,，所以反向恢復(fù)電荷會(huì)增加一倍,。因此，總電流為：

(9)

其中,，在全橋配置下,，C為2；在中心抽頭配置下,，C為1,；N為并聯(lián)的MOSFET數(shù)目。這是通過(guò)有源吸收器開(kāi)關(guān)的平均電流,。

數(shù)字實(shí)現(xiàn)

有源鉗位吸收器的數(shù)字實(shí)現(xiàn)有兩個(gè)控制：控制1是吸收器延遲（自觸發(fā)器邊沿的吸收器PWM邊沿中的可調(diào)延遲）,?？刂?為吸收器PWM導(dǎo)通時(shí)間。觸發(fā)點(diǎn)為H橋?qū)呉_原邊PWM上升沿的邏輯OR（如OUTC和OUTD）,。吸收器PWM并不要求像主控PWM分辨率一樣高的分辨率（如125 ps）,。結(jié)果，觸發(fā)所需時(shí)鐘能支持較慢的速率（5 ns分辨率）,，這樣還能節(jié)能（40倍系數(shù)）,。這一概念也可以運(yùn)用到副邊上有中心抽頭的功率轉(zhuǎn)換拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。另外,，該概念也可以用于單個(gè)開(kāi)關(guān),，在這些開(kāi)關(guān)中，每個(gè)功率晶體管上會(huì)放置一個(gè)分立式有源鉗位開(kāi)關(guān)吸收器單元,。在這種情況下,，有源鉗位FET的驅(qū)動(dòng)信號(hào)取自同步整流器的下降沿。

圖5.吸收器PWM的數(shù)字實(shí)現(xiàn)

圖6.使用選項(xiàng)1（SR1和SR2）的吸收器時(shí)序

圖7.使用選項(xiàng)2（OUTC和OUTD）的吸收器時(shí)序

ADP1055數(shù)字控制器提供了實(shí)現(xiàn)這一目標(biāo)的必要工具,。借助直觀簡(jiǎn)單的圖形用戶(hù)界面,，只需幾分鐘就能完成有源鉗位吸收器的優(yōu)化。ADP1055提供了兩個(gè)選項(xiàng)來(lái)設(shè)置吸收器PWM,，即通過(guò)SR1和SR2的邏輯組合或通過(guò)OUTC和OUTD信號(hào)的邏輯組合,。在兩種情況下，可以用兩個(gè)選項(xiàng)配置吸收器PWM,，如圖6和圖7所示,。在上述所有情景下，都可以用吸收器延遲（設(shè)置死區(qū)時(shí)間）和吸收器導(dǎo)通時(shí)間微調(diào)優(yōu)化參數(shù),。借助兩個(gè)信號(hào)的邏輯組合和極性選擇功能，用戶(hù)完全可以自由地選擇適當(dāng)?shù)奈掌鹘M合,。

全橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,，選擇的隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器，其額定輸入為48 V,，額定輸出為12 V,、20 A，開(kāi)關(guān)頻率為125 kHz,。拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為全橋,，帶一個(gè)副邊，如圖1所示,。

圖8展示了使用不正確的吸收器導(dǎo)通時(shí)間會(huì)導(dǎo)致多余振鈴,，同時(shí)還展示了同步MOSFET的振蕩漏極電壓，后者也反映在原邊電流中,。前沿尖峰也很?chē)?yán)重,，會(huì)導(dǎo)致不必要的EMI,。

圖9所示為優(yōu)化的吸收器導(dǎo)通時(shí)間，其中,，在同步MOSFET的漏極電壓上無(wú)振鈴,。同時(shí)，前沿尖峰也幾乎消除了,。

圖10所示為同步MOSFET在有源鉗位吸收器不存在條件下的漏極電壓,。電壓偏移可能非常嚴(yán)重，達(dá)穩(wěn)態(tài)電壓的1.5倍,，并且MOSFET有可能進(jìn)入雪崩條件,。

圖11所示為有源鉗位吸收器的有效性。前沿尖峰被完全消除,，MOSFET漏極上無(wú)振鈴,。

圖8.過(guò)多的吸收器導(dǎo)通時(shí)間

圖9.優(yōu)化的吸收器時(shí)序

圖10.不存在有源鉗位吸收器

圖11.存在有源鉗位吸收器

圖12.0 A負(fù)載條件下的吸收器有效性

綠線(xiàn)：SR漏極，10 V/div

藍(lán)線(xiàn)：鉗位FET柵極-源極電壓,，5 V/div

黃線(xiàn)：負(fù)載電流,，10 A/div

圖13.20 A負(fù)載條件下的吸收器有效性

綠線(xiàn)：SR漏極，10 V/div藍(lán)線(xiàn)：鉗位FET柵極-源極電壓,，5 V/div黃線(xiàn)：負(fù)載電流,，10 A/div

半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果

對(duì)半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了額外的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，額定輸入為48 V,，額定輸出為9 V,、200 W，開(kāi)關(guān)頻率為180 kHz,。

圖14.有源鉗位吸收器禁用

紅線(xiàn)：SR1漏極,，5 V/div藍(lán)線(xiàn)：SR2漏極；5 V/div

綠線(xiàn)：吸收器PWM,，5 V/div

圖15.有源鉗位吸收器使能

紅線(xiàn)：SR1漏極,，5 V/div藍(lán)線(xiàn)：SR2漏極，5 V/div

綠線(xiàn)：吸收器PWM,，5 V/div,。

圖16.有源鉗位吸收器條件下軟啟動(dòng)期間的SR漏極波形

黃線(xiàn)：吸收器FET柵極-源極電壓，5 V/div紅線(xiàn)：SR1漏極,，10 V/div藍(lán)線(xiàn)：SR2漏極,，10 V/div

綠線(xiàn)：輸出電壓，2 V/div

圖17.有源鉗位吸收器條件下軟啟動(dòng)期間的SR漏極波形

黃線(xiàn)：吸收器FET柵極-源極電壓,，5 V/div紅線(xiàn)：SR1漏極,，10 V/div藍(lán)線(xiàn)：SR2漏極，10 V/div

綠線(xiàn)：輸出電壓,，2 V/div

圖18.短路測(cè)試過(guò)程中的SR漏極電壓

黃線(xiàn)：負(fù)載電流,，5 A/div紅線(xiàn)：SR1漏極,，10 V/div藍(lán)線(xiàn)：SR2漏極，10 V/div

綠線(xiàn)：輸出電壓,，2 V/div

布局考慮

圖8所示為上述半橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的布局,。關(guān)鍵點(diǎn)是通過(guò)縮短環(huán)路或?qū)⑵湎拗圃谳^窄區(qū)域，減小鉗位環(huán)路的寄生電感,。否則會(huì)降低鉗位的有效性,，并在鉗位周期內(nèi)導(dǎo)致高頻振鈴。

圖19.有源鉗位吸收器布局

結(jié)論

本文展示了有源鉗位吸收器電路在隔離式DC-DC轉(zhuǎn)換器高輸出電流應(yīng)用中的數(shù)字實(shí)現(xiàn)方式,。提出的有源-鉗位方案具有多種優(yōu)勢(shì),，比如更低的鉗位電壓，可以降低MOSFET額定擊穿電壓,，從而提高效率,。同時(shí)還消除了振鈴，結(jié)果可以減少電磁干擾(EMI),。這是一種低成本的簡(jiǎn)單電路,，驅(qū)動(dòng)方案也很簡(jiǎn)單。另外,，與需要額外電感的其他有源吸收器相比,，還可以節(jié)省PCB板空間。整體而言,，電源的可靠性得到了大幅提升,。此外，消除了前沿尖峰,，結(jié)果降低了對(duì)原邊開(kāi)關(guān)的壓力,。另外，更高的效率可以降低發(fā)熱量,，這對(duì)散熱困難的受限區(qū)域中的模塊非常有用,。

ADP1055數(shù)字控制器提供了實(shí)現(xiàn)上述任務(wù)的必要工具，無(wú)需編寫(xiě)復(fù)雜的程序或代碼,。ADP1055還支持多種其他功能，比如黑盒,、軟停,、命令掩碼、非線(xiàn)性增益等,。