應(yīng)用于14位流水線ADC的高精度比較器電路設(shè)計(jì)
2017-04-09
作者:徐韋佳,,田俊杰,李延標(biāo)
來(lái)源:2017年微型機(jī)與應(yīng)用第6期
徐韋佳,田俊杰,,李延標(biāo)
(中國(guó)人民解放軍理工大學(xué)理學(xué)院,,江蘇 南京 211101)
摘要:為了實(shí)現(xiàn)高性能的流水線ADC,,設(shè)計(jì)了一種應(yīng)用于流水線14位ADC的高精度CMOS比較器,采用全差分結(jié)構(gòu)的前置放大電路,、兩級(jí)動(dòng)態(tài)latch鎖存電路和輸出緩沖電路,,具有高精度和低功耗的特點(diǎn)。前置差分預(yù)放大電路放大輸入差分信號(hào),,提高了比較器的精度,,其本身的隔離作用使比較器具有較小的回踢噪聲和輸入失調(diào)電壓;兩級(jí)正反饋latch結(jié)構(gòu)有效提高了比較器的速度,;反相器級(jí)聯(lián)的輸出緩沖級(jí)電路調(diào)整輸出波形,,增加驅(qū)動(dòng)能力。采用TSMC 0.18 μm CMOS工藝,,工作于1.8 V電源電壓,、100 MHz頻率,仿真結(jié)果顯示,,該比較器最小分辨電壓是3.99 mV,,精度達(dá)到9位,,失調(diào)電壓為16.235 mV,傳輸延時(shí)為0.73 ns,,靜態(tài)功耗為2.216 mW,,已成功應(yīng)用于14位的流水線ADC。
關(guān)鍵詞:比較器,;高精度,;正反饋;失調(diào)
中圖分類號(hào):TN432文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:ADOI: 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.06.011
引用格式:徐韋佳,,田俊杰,,李延標(biāo). 應(yīng)用于14位流水線ADC的高精度比較器電路設(shè)計(jì)[J].微型機(jī)與應(yīng)用,2017,36(6):33-36.
0引言
隨著集成電路的發(fā)展,,數(shù)字通信得到廣泛應(yīng)用,,模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)作為實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵器件,也得到了廣泛應(yīng)用,。在諸多不同結(jié)構(gòu)的ADC類型中,,流水線ADC具有高速、高精度的特點(diǎn),,在保證高速工作的同時(shí),,可以實(shí)現(xiàn)其他結(jié)構(gòu)ADC難以實(shí)現(xiàn)的高精度,并且還能滿足相對(duì)小面積和低功耗的要求[1 2],。而高精度比較器作為高性能流水線ADC的核心器件,,其精度對(duì)ADC的性能起著至關(guān)重要的作用,因此,,要實(shí)現(xiàn)高性能ADC,,比較器的精度是關(guān)鍵。
當(dāng)前對(duì)比較器的研究主要包括多級(jí)開(kāi)環(huán)比較器,、開(kāi)關(guān)電容比較器,、動(dòng)態(tài)鎖存再生比較器等。多級(jí)開(kāi)環(huán)比較器具有較高的速度和精度,,但是由于受到多級(jí)放大器的帶寬限制,,速度難以提升;開(kāi)關(guān)電容比較器可以采用失調(diào)消除技術(shù)消除失調(diào)電壓,,提高精度,,但是存在較為嚴(yán)重的電荷注入和時(shí)鐘饋通效應(yīng),增加了設(shè)計(jì)難度,;動(dòng)態(tài)鎖存比較器響應(yīng)速度快,,但是回踢噪聲和失調(diào)電壓都比較大,不適用于高精度系統(tǒng)[3],。因此,,本文提出一種應(yīng)用于14位流水線ADC的高精度比較器,,工作在100 MHz時(shí)鐘頻率下,,具有回踢噪聲小,、失調(diào)電壓低、高精度和低功耗的特點(diǎn),,能實(shí)現(xiàn)14位流水線ADC的模數(shù)轉(zhuǎn)換,。
1比較器結(jié)構(gòu)的選取
當(dāng)前,在高精度或低噪聲系統(tǒng)ADC中,,latch鎖存器是動(dòng)態(tài)比較器中的重要組成部分,,溝道長(zhǎng)度越短,輸入信號(hào)越大,,鎖存器響應(yīng)越快,。為了提高響應(yīng)速度,在latch鎖存器前前置一級(jí)差分放大電路,,能夠加速latch的響應(yīng)時(shí)間,。同時(shí),差分結(jié)構(gòu)可以去除誤差信號(hào)成分,,有效減少由直流失調(diào)電壓,、開(kāi)關(guān)的時(shí)鐘饋通、電荷注入效應(yīng)而引起的誤差,。由于預(yù)放大電路內(nèi)部和輸出端加載隔離電路的作用,,使得其輸出信號(hào)多次衰減后到達(dá)信號(hào)的輸入端,有效減小了回踢噪聲對(duì)預(yù)放大電路輸入端信號(hào)的影響,。因此,,預(yù)放大鎖存器的失調(diào)電壓主要是預(yù)放大電路的失調(diào)[45]。一般傳統(tǒng)的放大器的單位增益帶寬為常數(shù),。為了滿足高精度的要求,,前置預(yù)放大器的設(shè)計(jì)原則是高增益小帶寬,然而過(guò)高的精度會(huì)降低比較器的速度[6],。
綜上所述,,本文采用前置差分預(yù)放大電路作為比較器信號(hào)輸入端,放大倍數(shù)約為10 dB,,兼顧精度和速度的要求,,其隔離電路減小了latch正反饋產(chǎn)生的回踢噪聲以及失調(diào)電壓,latch鎖存判斷級(jí)采用二級(jí)正反饋鎖存器來(lái)提高比較器的速度,,小尺寸的MOS管可以減小傳輸延時(shí),,輸出級(jí)采用反相器級(jí)聯(lián),調(diào)整波形,,減小延時(shí),,增加驅(qū)動(dòng)能力,,保證電路性能。
2比較器具體電路設(shè)計(jì)
2.1信號(hào)輸入端
信號(hào)輸入端電路結(jié)構(gòu)如圖1所示,,Cf是采樣電容,,VIP和VIN分別是比較器的兩個(gè)輸入電壓,Vref+和Vref-是根據(jù)ADC外部環(huán)境需要設(shè)置好的電壓,,其差值為比較電壓,。VOUT1和VOUT2是比較器的兩個(gè)輸出電壓。開(kāi)關(guān)S1和S2是NMOS管開(kāi)關(guān),,分別由不交迭的時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2控制,。
圖2時(shí)鐘信號(hào)的設(shè)置如圖2所示,CLK2先為高電平,,Vref+和Vref-輸入,,采樣電容Cf由于電荷積累,右端產(chǎn)生電壓Vb,,此時(shí)CLK1為高電平,,CLK2恢復(fù)低電平,待比較的信號(hào)VIP和VIN輸入,,又會(huì)在Cf右端產(chǎn)生電壓Vip,,
(Vref+-Vb)Cf=(VIP-Vip)Cf
根據(jù)電荷守恒,,可得:
Vip=VIP-Vref++Vb,Vin=VIN-Vref-+Vb
Vip>Vin,,VIP-VIN>Vref+-Vref-
當(dāng)比較器的輸入差分信號(hào)VIP-VIN大于比較電壓Vref+-Vref-時(shí),Vip>Vin,,比較器進(jìn)行比較輸出,;反之,Vip<Vin,。本文中的比較器應(yīng)用在14位流水線ADC中,,故設(shè)置Vref+為0.125 V,Vref-為-0.125 V,,其差值0.25 V則為比較電壓,,采樣電容設(shè)置為25 fF。
采用1.8 V直流電源,,如圖2所示,,四種頻率為100 MHz的時(shí)鐘信號(hào)分別是CLK1,CLK2,,CLK1p,,CLK2p,它們是不交迭時(shí)鐘信號(hào),,CLK1n和CLK2n分別由CLK1p和CLK2p經(jīng)過(guò)反相器級(jí)聯(lián)得到,,作用于鎖存電路和輸出級(jí),。
2.2前置差分放大電路
圖3為前置差分預(yù)放大電路,M1,、M2,、M3、M4,、M5,、M6管構(gòu)成差分放大主體部分,,Vip和Vin是輸入電壓,,電流Iout1和Iout2通過(guò)電流鏡鏡像給下一級(jí)的鎖存電路。M3和M4作為NMOS差分輸入對(duì)管,,寬長(zhǎng)比設(shè)置為W/L=8×2 μm/180 nm,,M1和M2設(shè)置為W/L=2 μm/300 nm,輸入共模電壓為1 V,,仿真結(jié)果顯示前置差分放大器的增益為11.98 dB,。ISS是電流源,電流大小為75 μA,,M5和M6構(gòu)成電流鏡,,為差分放大器提供恒定的尾電流ISS。M8,、M9柵極接時(shí)鐘信號(hào)CLK2p,。當(dāng)CLK2p為高電平時(shí), M7和M8導(dǎo)通,,形成NMOS的二級(jí)管連接,,放大電路不工作。當(dāng)CLK2p為低電平時(shí),,M7和M8截止,,構(gòu)成二極管負(fù)載連接的差分放大器,信號(hào)Vip和Vin輸入,,兩條支路上電流不相等,,這樣把輸入電壓Vip和Vin轉(zhuǎn)換成為大小不同的輸出電流Iout1和Iout2,再通過(guò)電流鏡鏡像給下一級(jí)的鎖存器,。
比較器的功耗包括靜態(tài)功耗和動(dòng)態(tài)功耗,,靜態(tài)功耗主要是前置預(yù)放大電路的靜態(tài)功耗。為了減小芯片工作時(shí)的功耗,,應(yīng)盡可能縮短比較器持續(xù)工作的時(shí)間,。本文設(shè)計(jì)的優(yōu)點(diǎn)在于,當(dāng)CLK2p為高電平時(shí),,比較器處于采樣周期,,預(yù)放大電路不工作,,有效降低了前置放大器的靜態(tài)功耗。同時(shí),,差分結(jié)構(gòu)對(duì)環(huán)境噪聲具有較強(qiáng)的抗干擾能力,,可以去除誤差信號(hào)成分,能夠有效地減少由直流失調(diào)電壓,、開(kāi)關(guān)的時(shí)鐘饋通效應(yīng),、電荷注入效應(yīng)而引起的誤差[7]。
2.3鎖存電路
如圖4所示,,鎖存電路主體部分是CMOS動(dòng)態(tài)latch結(jié)構(gòu),,由M14 和M15組成的電流觸發(fā)的PMOS觸發(fā)器、M16和M17組成的NMOS觸發(fā)器以及開(kāi)關(guān)M9構(gòu)成,。CLK1p和CLK1n是控制時(shí)鐘,,CLK1n時(shí)鐘的上升沿和下降沿比CLK1p有一段延時(shí)。
鎖存電路的工作分為復(fù)位周期和比較周期兩個(gè)時(shí)段,。在復(fù)位周期,,CLK1p和CLK1n為高電平,輸入差分對(duì)管的信號(hào)Vip-Vin轉(zhuǎn)化為電流Iout1和Iout2,,通過(guò)電流鏡鏡像Iin1和Iin2給鎖存電路,。M9導(dǎo)通使得差分電流流過(guò),故流過(guò)節(jié)點(diǎn)A和B的電流相等,,因此NMOS觸發(fā)器和PMOS觸發(fā)器不能翻轉(zhuǎn),。由于M9具有導(dǎo)通電阻,所以節(jié)點(diǎn)A和B之間存在約50 mV的電壓差[8],。復(fù)位周期,,比較器最終輸出為兩個(gè)低電平。
當(dāng)CLK1p和CLK1n為低電平時(shí),,比較器進(jìn)入比較周期,,M9斷開(kāi),M16和M17形成正反饋連接,,因此NMOS觸發(fā)器首先開(kāi)始再生,。假設(shè)VA>VB,M16的柵極電壓大于M17,,M16的寄生電容放電使得通過(guò)M16的電流I2大于通過(guò)M17的電流I1,,所以VB減小。幾百個(gè)皮秒后,,PMOS觸發(fā)器也開(kāi)始再生,,進(jìn)一步加快了整個(gè)再生速度,由于M15的柵極電壓小于M14,M15導(dǎo)通,,M17的寄生電容充電使得A點(diǎn)電壓增加,。由于再生過(guò)程是一個(gè)強(qiáng)烈的正反饋過(guò)程,這個(gè)電壓差被迅速放大直到等于電源電壓,,最終,,VA接近電源電壓,VB接近零電位,,此時(shí)M14和M17都被截止,。在比較周期,比較器最終輸出為一高一低兩個(gè)電平[9],。
設(shè)置NMOS觸發(fā)器M16和M17寬長(zhǎng)比為W/L=3×3.5 μm/180 nm,,PMOS觸發(fā)器M14和M15寬長(zhǎng)比為W/L=3×2.5 μm/180 nm。為了減小輸入電流對(duì)鎖存電路的影響,,該設(shè)計(jì)采用M12和M13兩個(gè)PMOS管,。在比較周期,,M12和M13導(dǎo)通,,屏蔽了輸入電流,將差分輸入對(duì)管與動(dòng)態(tài)閂瑣的輸出相隔離,,減小了回踢噪聲,。同時(shí),鎖存器只有在翻轉(zhuǎn)狀態(tài)才消耗功率,,沒(méi)有靜態(tài)功耗,。為了加快比較速度,該級(jí)使用了兩級(jí)正反饋,,只需幾百皮秒的可再生時(shí)間,,故能實(shí)現(xiàn)快速比較。
2.4輸出緩沖級(jí)電路
應(yīng)用到流水線ADC中,,該比較器的輸出要接一個(gè)輸出緩沖電路,,調(diào)整比較器輸出波形,增強(qiáng)驅(qū)動(dòng)能力,。如圖5所示,,輸出緩沖級(jí)采用的是兩個(gè)反相器級(jí)聯(lián),輸入信號(hào)VA和VB分別是上級(jí)鎖存電路A,、B節(jié)點(diǎn)處的電壓輸出,。
由于鎖存器輸出的高電平不是標(biāo)準(zhǔn)電平或波形不理想,需要使用連續(xù)兩個(gè)反相器來(lái)給波形整形,,變?yōu)闃?biāo)準(zhǔn)電壓的高電平輸出,,這樣可以增加驅(qū)動(dòng)的能力,同時(shí)減小傳輸延時(shí),。為了減小芯片功耗,,應(yīng)盡量減小比較器持續(xù)工作的時(shí)間,,所以采用時(shí)鐘信號(hào)CLK2n控制比較器的輸出級(jí)。
設(shè)置M18,,M19,,M20,M21寬長(zhǎng)比為W/L=2 μm/180 nm,,時(shí)鐘信號(hào)CLK2n是CLK1p經(jīng)過(guò)一級(jí)反相器后的信號(hào),。當(dāng)CLK1p為高電平時(shí),鎖存器復(fù)位,,CLK2n為低電平,,M22截止,反相器不工作,,降低了功耗,,而M23和M24導(dǎo)通,所以比較器在復(fù)位周期時(shí),,比較器的兩個(gè)輸出均為低電平,。反之,比較器處于比較周期時(shí),,CLK2n為高電平,,M22導(dǎo)通,反相器正常工作,,比較器的兩個(gè)輸出端一個(gè)為高電平,,一個(gè)為低電平。
3仿真與分析
在TSMC 0.18 μm CMOS工藝下,,采用Cadence公司Spectre系列軟件,,對(duì)高精度電壓比較器電路進(jìn)行仿真,電源電壓1.8 V,,時(shí)鐘頻率100 MHz,,輸入共模電壓1 V。
圖6(a)給出了比較器的瞬態(tài)響應(yīng)波形,,分析可知,,當(dāng)比較器處于復(fù)位周期時(shí),比較器輸出VOUT1和VOUT2均為低電平,,處于比較周期時(shí),,若VIP-VIN<0.25 V,則鎖存器A,、B節(jié)點(diǎn)初始電壓VA<VB,,正反饋后VA為低電平,VB為高電平,所以輸出結(jié)果VOUT1為高電平,,VOUT2為低電平,;若VIP-VIN>0.25 V,則VOUT1為低電平,,VOUT2為高電平,。
圖6(b)給出了比較器最小分辨電壓的仿真波形,設(shè)置比較電壓為0 V,,VIP是不斷上升的斜坡信號(hào)0.9 V~1.1 V,,VIN是1 V的直流電壓,差分信號(hào)VIP-VIN隨時(shí)間逐漸增大,。最小分辨電壓是使比較器輸出結(jié)果翻轉(zhuǎn)的最小電壓差,,比較器在M1處保持,在M0處翻轉(zhuǎn),,則M0和M1之間電壓差即為比較器的精度,,約為3.99 mV,相當(dāng)于9位的比較精度,。
理想情況下,,比較器的輸出應(yīng)當(dāng)在差分信號(hào)為0 V時(shí)發(fā)生翻轉(zhuǎn),實(shí)際因?yàn)槠骷嬖谑?,差分信?hào)并不在0 V時(shí)發(fā)生翻轉(zhuǎn),,失調(diào)電壓使比較器的傳輸曲線平移,取M0和M1的中點(diǎn)值作為失調(diào)電壓,,約為
Vos=(14.24+18.23)/2=16.235 mV
對(duì)于14位的流水線ADC來(lái)說(shuō),比較器失調(diào)電壓的允許范圍為由本級(jí)量化位數(shù)決定的LSB/2[10],,對(duì)于第一級(jí)3.5位來(lái)說(shuō),,失調(diào)電壓允許范圍是:
16.235 mV<62.5 mV,故本文比較器的失調(diào)電壓控制在設(shè)定要求以內(nèi),。比較器的具體仿真參數(shù)如表1所示,。
4結(jié)論
本文提出了一種應(yīng)用于14位流水線的高精度CMOS動(dòng)態(tài)閂鎖電壓比較器,工作于100 MHz時(shí)鐘頻率,,1.8 V電源電壓,,采用TSMC 0.18 μm工藝設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)。采用前置差分預(yù)放大電路,,兩級(jí)動(dòng)態(tài)latch正反饋鎖存電路,,輸出緩沖級(jí)電路的設(shè)計(jì),達(dá)到了要求的性能指標(biāo),。仿真結(jié)果表明,,該比較器的輸入失調(diào)電壓為16.235 mV,最小分辨電壓為3.99 mV,精度達(dá)到了9位,,靜態(tài)功耗2.216 mW,。該比較器已成功應(yīng)用于100 MHz的 14位流水線ADC設(shè)計(jì)中。
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