0 引言

    頻率合成器是射頻收發(fā)機(jī)的重要模塊,，其中的壓控振蕩器（Voltage Controlled Oscillator，VCO）和分頻器工作在整個(gè)電路的最高頻率,，是頻率合成器的主要功耗來源,，因此，頻率合成器設(shè)計(jì)的主要目標(biāo)之一就是降低VCO和分頻器的功耗,。VCO主要用于產(chǎn)生穩(wěn)定的射頻信號(hào),，其中正交信號(hào)在正交上/下變頻的收發(fā)機(jī)中至關(guān)重要，常見的正交信號(hào)產(chǎn)生方式包括無源多相網(wǎng)絡(luò),、雙VCO耦合,、VCO后置二分頻電路^[1]。無源多相網(wǎng)絡(luò)要求器件之間匹配并且輸入輸出間都要引入緩沖電路,。雙VCO耦合產(chǎn)生正交信號(hào)會(huì)導(dǎo)致VCO面積直接增加將近一倍,。而且耦合因子很大會(huì)導(dǎo)致VCO振蕩頻率偏移諧振狀態(tài)，影響諧振回路的品質(zhì)因子,，導(dǎo)致相位噪聲惡化,，但諧振因子太小會(huì)破壞信號(hào)的正交關(guān)系。VCO后置二分頻器的面積較小,，輸出信號(hào)的正交性較好,，但是二分頻器會(huì)工作在VCO振蕩頻率，因此會(huì)引入額外功耗,。

    目前,，通過電流復(fù)用技術(shù)降低電路功耗已經(jīng)得到了廣泛使用，在文獻(xiàn)[2]中實(shí)現(xiàn)VCO和接收機(jī)電路的電流復(fù)用,，整體電路僅消耗1 mA電流。與此類似,，文獻(xiàn)[3]通過實(shí)現(xiàn)Colpitts VCO和二分頻器的電流復(fù)用,，輸出2.1～2.2 GHz正交信號(hào)時(shí)僅消耗2.8 mA。如果能夠?qū)崿F(xiàn)VCO和二分頻器的電流復(fù)用,，就可以保證低功耗正交信號(hào)產(chǎn)生,。

    文獻(xiàn)[4-6]通過變壓器反饋降低VCO的工作電壓，并且實(shí)現(xiàn)VCO和二分頻器的電流復(fù)用以降低功耗,。但是引入變壓器會(huì)導(dǎo)致芯片面積急劇增大,，增加生產(chǎn)成本,。文獻(xiàn)[7]通過N-PMOS VCO中的PMOS負(fù)阻對(duì)實(shí)現(xiàn)和二分頻器的堆疊，PMOS負(fù)阻對(duì)同時(shí)作為二分頻器的開關(guān)管存在,。但是PMOS負(fù)阻對(duì)消耗一個(gè)約0.6 V閾值電壓,，因此該結(jié)構(gòu)必須通過襯底偏置技術(shù)^[8]降低NOMS和PMOS負(fù)阻對(duì)的閾值電壓，否則在1.8 V電壓下難以穩(wěn)定工作,。然而襯底偏置技術(shù)要求使用雙阱工藝,，增加生產(chǎn)成本，而且該電路的工作電流是不穩(wěn)定的,，這導(dǎo)致整個(gè)電路的工作點(diǎn)尤其是VCO和二分頻器的中間節(jié)點(diǎn)電壓V_mid會(huì)隨PVT變化出現(xiàn)劇烈波動(dòng),。文獻(xiàn)[9]中直接采用NMOS VCO的振蕩信號(hào)給二分頻器提供偏置，這雖然避免了偏置電路,，但是二分頻器阻抗作為VCO諧振網(wǎng)絡(luò)的負(fù)載存在,，導(dǎo)致相位噪聲惡化，而且V_mid也會(huì)隨PVT變化出現(xiàn)劇烈波動(dòng),。文獻(xiàn)[10]中通過NMOS VCO的交流信號(hào)給二分頻器提供控制信號(hào),，避免了二分頻器對(duì)VCO諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生負(fù)載；二分頻器的直流偏壓通過電流鏡提供,。但是以上電路依舊消耗較大面積接地電容以維持中間節(jié)點(diǎn)V_mid的電壓穩(wěn)定,，而且，電路的直流電流依舊會(huì)隨二分頻器的時(shí)鐘控制對(duì)的狀態(tài)翻轉(zhuǎn)劇烈變化,，導(dǎo)致消耗的平均電流很大,。

    綜上討論，為了節(jié)省成本,，本文采用通用的0.18 μm TSMC單阱工藝進(jìn)行正交信號(hào)電路設(shè)計(jì),，應(yīng)用場(chǎng)景為低功耗藍(lán)牙（Bluetooth Low Energy，BLE）滑動(dòng)中頻收發(fā)機(jī),，需要產(chǎn)生1.6 GHz信號(hào)和0.8 GHz正交信號(hào),，頻率覆蓋范圍為800~828 MHz，相位噪聲要求為-125 dBc/Hz@1 MHz,，主要設(shè)計(jì)目標(biāo)為降低VCO和二分頻器的功耗,。本設(shè)計(jì)通過NMOS VCO和二分頻器堆疊實(shí)現(xiàn)電流復(fù)用，并且論證了尾電流源對(duì)進(jìn)一步降低功耗的作用,，同時(shí)中間節(jié)點(diǎn)V_mid的接地電容被進(jìn)一步降低,。仿真結(jié)果表明，在電源電壓為1.8 V時(shí)實(shí)現(xiàn)的相位噪聲是-126 dBc/Hz@1 MHz,，消耗電流1.05 mA,。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 VCO電路

    本文采用的VCO和二分頻器電路結(jié)構(gòu)如圖1。通過NMOS VCO和二分頻器的簡(jiǎn)單堆疊實(shí)現(xiàn)電流復(fù)用以降低功耗,，中間節(jié)點(diǎn)V_mid將電路分為VCO和二分頻器兩部分,。VCO部分包括M1,、M2構(gòu)成的負(fù)阻對(duì)和LC諧振網(wǎng)絡(luò)，使用NMOS負(fù)阻對(duì)可以最大程度降低VCO消耗的電壓,。VCO下方是二分頻器,，實(shí)質(zhì)上相當(dāng)于VCO的尾電流源，V_b1和V_b2是由外部電流鏡提供的偏置電壓,，V_b2和尾電流源管M13決定電路的整體電流,。

    對(duì)二分頻器而言，無尾電流源管可以使偏置電路得到簡(jiǎn)化,，并且電路的工作頻率進(jìn)一步提高,，這是因?yàn)闀r(shí)鐘控制對(duì)M11、M12的反轉(zhuǎn)電流不受限制,。但是,，無尾電流源導(dǎo)致二分頻器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)時(shí)的電流波動(dòng)較大，這意味著平均有效電流增加,，也就是功耗增加,。同時(shí)，消除尾電流源管會(huì)降低VCO的低頻噪聲,。事實(shí)上,，BLE應(yīng)用中對(duì)二分頻器的工作頻率要求不高，在1.6~1.8 GHz之間即可,；而且,，增加尾電流源可以保證電路的DC電流工作點(diǎn)基本穩(wěn)定，電流圍繞靜態(tài)電流周期性波動(dòng),，波動(dòng)幅度較小,，因此平均電流約為靜態(tài)電流。同時(shí),，增加尾電流源對(duì)于降低VCO對(duì)電源電壓的敏感度有重要意義,。綜上所述，該電路相比文獻(xiàn)[6,，7,，10]增加了尾電流源管，使二分頻器反轉(zhuǎn)電流更為可控,，有利于平均電流進(jìn)一步降低,。

    可以看出，電路堆疊導(dǎo)致電源線之間的晶體管級(jí)數(shù)增加,，因此有必要論證增加尾電流源管依舊可以使各級(jí)晶體管的電壓滿足正常工作的要求。電壓余度分析如下：VCO部分的最小電壓余度為V_tn,，不包含尾電流源管時(shí)二分頻器部分的最小電壓余度是2V_ds+V_tn+I_ssR_ss/4,，R_ss是二分頻器電阻,，I_ssR_ss/4是二分頻器正交信號(hào)的擺幅。假設(shè)正交信號(hào)的擺幅為200 mV,，V_ds取150~200 mV,，V_tn取0.5 V，因此不包含尾電流源的最小電壓余度是1.5~1.6 V,。由于電源電壓是1.8 V,，所以增加尾電流源管依舊可以使電路穩(wěn)定工作。

    除共用電流外,，VCO和二分頻電路可以看做獨(dú)立電路,。外部電流鏡給二分頻器的時(shí)鐘控制對(duì)M11、M12和尾電流源管M13提供直流偏壓,，這對(duì)于維持VCO和二分頻電路的直流工作點(diǎn)穩(wěn)定具有重要意義,。一旦VCO和二分頻器的電流固定，為了保證兩級(jí)電路DC工作點(diǎn)的穩(wěn)定,，只需要保證V_mid點(diǎn)的電壓穩(wěn)定即可,，所以需要在V_mid點(diǎn)加接地電容。通過參數(shù)仿真選取符合要求的V_mid點(diǎn)電容的最小值,，最終選擇的NMOS電容為10 pF,，相對(duì)文獻(xiàn)[10]降低了58.3%。

    VCO諧振網(wǎng)絡(luò)輸出的交流信號(hào)通過電容耦合到二分頻器開關(guān)管,，保證二分頻器的正常分頻與正交信號(hào)產(chǎn)生,。為了實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定的調(diào)諧增益和輸出頻率范圍，采用3 bit控制字調(diào)節(jié)電容陣列實(shí)現(xiàn)粗調(diào)諧,，細(xì)調(diào)諧電壓V_tune范圍是0.4~1.4 V,。

1.2 電感模型

    LC負(fù)阻振蕩器包含諧振電路和負(fù)阻對(duì)，兩者都對(duì)VCO的性能具有重要影響,。根據(jù)Lesson提出的線性模型^[11],，振蕩器的相位噪聲L{Δw}如下：

其中，F(xiàn)是噪聲系數(shù),，P_sig是信號(hào)功率,，Q_tank是諧振電路品質(zhì)因數(shù)。由于相位噪聲和Q_tank平方成反比,，因此增大諧振電路品質(zhì)因數(shù)有利于改善相位噪聲,。一般情況下，諧振電路的品質(zhì)因數(shù)約等于其中電感品質(zhì)的因數(shù),，因此電感的設(shè)計(jì)至關(guān)重要,。通過ASITIC軟件繪制差分電感，線寬為30 μm,，線間隔為3 μm,，內(nèi)徑為100 μm,，圈數(shù)為3。然后在Momentum中進(jìn)行版圖S參數(shù)提取,，最后根據(jù)提取到的S參數(shù)通過ADS軟件對(duì)電感電學(xué)參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化擬合,，優(yōu)化仿真中采用基于雙端口π模型^[1]的2π電感模型，如圖2,。

    ADS優(yōu)化得到的電感模型S參數(shù)如圖3,，在VCO振蕩頻率范圍內(nèi)（1.5~2.0 GHz）與版圖提取S參數(shù)基本相符,。最終得到的差分電感電學(xué)模型參數(shù)已經(jīng)在圖2中給出，品質(zhì)因數(shù)是[email protected] GHz,。

2 仿真結(jié)果分析

    在Cadence Virtuoso中完成版圖繪制，VCO部分和二分頻器采用全對(duì)稱設(shè)計(jì),，并且使用Dummy晶體管和Dummy電阻減小制造誤差。采用TSMC 0.18 μm單阱工藝?yán)L制版圖,，包含VCO,、二分頻器,、PAD、偏置電路和測(cè)試Buffer等的整體版圖如圖4,，除PAD外，面積為0.38 mm²,。

    采用1.8 V電源電壓進(jìn)行后仿，當(dāng)VCO諧振網(wǎng)絡(luò)的振蕩頻率為1.701 2 GHz時(shí),，二分頻器輸出正交信號(hào)以及VCO振蕩信號(hào)的瞬態(tài)波形如圖5、圖6所示,，結(jié)果表明二分頻器可以實(shí)現(xiàn)正交性較好的信號(hào)輸出，在各個(gè)Corner和溫度下的信號(hào)幅度都大于200 mV,，對(duì)應(yīng)頻率為850.6 MHz,。VCO諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出信號(hào)幅度為295 mV，可以滿足一級(jí)變頻的輸出信號(hào)要求。

    為了驗(yàn)證尾電流源管對(duì)電路總電流的影響,，仿真得到流經(jīng)尾電流源管的瞬態(tài)電流,，如圖7所示，電流在1.05 mA上下周期性波動(dòng),，波動(dòng)幅度為0.05 mA,，相比無尾電流源的電流復(fù)用結(jié)構(gòu)波動(dòng)范圍較小,，平均電流損耗降低。同時(shí),，雖然交流電容降低為10 pF，相對(duì)文獻(xiàn)[10]降低了58.3%,，但是最終實(shí)現(xiàn)的中間節(jié)點(diǎn)V_mid的電壓基本穩(wěn)定在1.085 V，如圖8所示,，這保證了VCO和二分頻器在電流復(fù)用狀態(tài)下的正常工作。

    針對(duì)3 bit電容陣列進(jìn)行鎖定頻率仿真,，得到的調(diào)諧曲線如圖9，有效調(diào)諧電壓范圍為0.4~1.4 V,，調(diào)諧頻率覆蓋783~866 MHz，單條調(diào)諧曲線頻率范圍約為17~18 MHz,，保證了較好的頻率交疊,。

    在1.8 V電源電壓下的仿真結(jié)果表明,，當(dāng)輸出信號(hào)頻率為850.6 MHz時(shí),，消耗電流1.05 mA，1 MHz偏移處的相位噪聲為-126 dBc/Hz,。信號(hào)的相位噪聲如圖10所示。

    將本文實(shí)現(xiàn)的電流復(fù)用VCO和文獻(xiàn)中的正交信號(hào)產(chǎn)生VCO進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如表1,，其中FoM值公式如下：

結(jié)果表明,，在1.8 V電壓下產(chǎn)生的850.6 MHz正交信號(hào)對(duì)應(yīng)的FoM值為182 dBc,。相比采用相同工藝和電流復(fù)用技術(shù)的文獻(xiàn)[10],，本設(shè)計(jì)的FoM值提高了2 dB。FoM值得到改善的根本原因在于,，本文對(duì)文獻(xiàn)[10]的改進(jìn)使電路功耗降低了約38.24%，同時(shí)相位噪聲性能基本保持不變,，這對(duì)于低功耗藍(lán)牙應(yīng)用具有重要意義。

3 結(jié)束語

    在TSMC 0.18 μm工藝下實(shí)現(xiàn)了一個(gè)用于BLE射頻收發(fā)機(jī)的低功耗正交信號(hào)產(chǎn)生器,，通過電流復(fù)用技術(shù)降低了VCO和二分頻器的整體功耗。仿真結(jié)果表明,，在1.8 V電源電壓下僅消耗1.05 mA電流，對(duì)低功耗藍(lán)牙應(yīng)用具有重要意義,。正交信號(hào)頻率為850.6 MHz時(shí)對(duì)應(yīng)的相位噪聲為-126 dBc/Hz@1MHz，F(xiàn)oM值約為182 dBc,。二分頻器輸出的正交信號(hào)頻率范圍是783~866 MHz，覆蓋目標(biāo)頻率范圍,，整體版圖面積為0.38 mm²。在維持相位噪聲滿足指標(biāo)要求的情況下,，本設(shè)計(jì)對(duì)其他低功耗應(yīng)用具有指導(dǎo)意義,。

參考文獻(xiàn)

[1] 池保勇,，余志平，石秉學(xué).CMOS射頻集成電路分析與設(shè)計(jì)[M].北京：清華大學(xué)出版社,，2006.

[2] KIM H，SHIN H.A 2.4-GHz current-reuse OOK wake-up receiver for MICS applications[J].Ieice Electronics Express，2013,，10(14)：1-4.

[3] JI X C，WU J H,，SHI L X.Current reused Colpitts VCO and frequency divider with quadrature outputs[C].2011 International Conference on Electric Information and Control Engineering，2011：256-269.

[4] LEUNG L L K,，LUONG H C.A 1 V 9.7 mW CMOS frequency synthesizer for IEEE 802.1 la transceivers[J].IEEE Trans.Microw.Theory Tech.，2008,，56(1)：39-48.

[5] NG A W,，LUONG H C.A 1 V 17 GHz 5 mW quadrature CMOS VCO based on transformer coupling[C].In IEEE Int.Solid-State Circuits Conf.(ISSCC) Tech.Dig.,，2006：198-199.

[6] WANG S,，CHAWLA V，HA D S,，et al.IEEE，Low-voltage low-power 1.6 GHz quadrature signal generation through stacking a transformer-based VCO and a divide-by-two[J].IEEE Transaction on Circuits and Systems—I：Regular Papers,，2012，59(12)：2901-2910.

[7] PARK D,，IEEE，CHO S H.A 1.8 V 900 ?滋W 4.5 GHz VCO and Prescaler in 0.18 m CMOS Using Charge-Recy-cling Technique[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,，2009,，19(2).

[8] PARK D，CHO S.An adaptive body-biased VCO with voltage boosted switched tuning in 0.5 V supply[C].2006 Proceedings of the 32nd European Solid-State Circuits Conference,，2006：444-447.

[9] PARK D，LEE W,，JEON S，et al.A 2.5 GHz 860 μW charge-recycling fractional-N frequency synthesizer in 130 nm CMOS[C].2008 IEEE Symposium on VLSI Circuits,，2008：88-89.

[10] PARK K G,，JEONG C Y，PARK J W,，et al.Current reusing VCO and divide-by-two frequency divider for quadrature LO generation[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters，2008,，18(6)：413-415.

[11] LEESON D B.A simple model of feedback oscillator noise spectrum[J].Proceedings of the IEEE，1966,，54(2)：329-330.

[12] KYTONAKI E A，PAPANANOS Y.A low-voltage differentially tuned current-adjusted 5.5 GHz quadrature VCO in 65 nm CMOS technology[J].IEEE Trans.Circuits Systems II,，Exp.Briefs，2011,，58：254-258.

作者信息：

張頂頂1，2,，3，張釗鋒1,，3，廖友春1,，2

(1.中國科學(xué)院 上海高等研究院，上海201210,；2.中國科學(xué)院大學(xué)，北京100049,；3.上?？萍即髮W(xué),，上海201210)