物理過程的現(xiàn)實使我們無法獲得具有完美精度,、零噪聲、無窮大開環(huán)增益,、轉換速率和增益帶寬乘積的理想運放。但是,，我們期待一代又一代連續(xù)面市的放大器可比前一代的放大器更好,。那么，低 1/f 噪聲運放的下一步會怎么樣呢?

 回到 1985 年,，ADI的 George Erdi 設計了 LT1028,。30 多年過去了，該器件依然是市面上低頻條件下電壓噪聲最低的運放,，其在 1kHz 時的輸入電壓噪聲密度為 0.85nV/√Hz,，在 0.1Hz 至 10Hz 時的輸入電壓噪聲為 35nVP-P。直到今年,，一款新型放大器 LT6018 才對 LT1028 的地位提出了挑戰(zhàn),。LT6018 的 0.1Hz 至 10Hz 輸入電壓噪聲為 30nVP-P，并具有一個 1Hz 的 1/f 拐角頻率,，但是其寬帶噪聲為 1.2nV/√Hz,。結果是，LT6018 是適合較低頻率應用的較低噪聲選擇,，而 LT1028 則可為很多寬帶應用提供更好的性能,，如圖 1 所示。

圖 1：LT1028 和 LT6018 積分電壓噪聲

  嘈雜的噪聲令人苦惱

 但是,，與針對某個給定頻段選擇具最低電壓噪聲密度 (en) 的放大器相比,，設計低噪聲電路要復雜得多,。如圖 2 所示,，其他噪聲源開始起作用，不相干噪聲源以平方根之和組合起來,。

圖 2：運放電路噪聲源

首先,，把電阻器看作是噪聲源。電阻器天生具有與電阻值的平方根成比例的噪聲,。在 300K 的溫度下,，任何電阻器的電壓噪聲密度為 en = 0.13√R nV/√Hz。該噪聲也可被視為一種諾頓 (Norton) 等效電流噪聲：in = en/R = 0.13/√R nA/√Hz,。因此,，電阻器具有一個 17 zeptoWatts 的噪聲功率。優(yōu)良的運放將具有低于該值的噪聲功率,。例如：LT6018 的噪聲功率 (在 1kHz 頻率下測量) 約為 1 zeptoWatt,。

 在圖 2 的運放電路中，源電阻,、增益電阻器和反饋電阻器 (分別為 RS,、R1 和R2) 均為產(chǎn)生電路噪聲的因素,。當計算噪聲時，電壓噪聲密度中使用的 “√Hz” 會引起混淆,。但是,，加在一起的是噪聲功率，而不是噪聲電壓,。因此,，如需計算電阻器或運放的積分電壓噪聲，應把電壓噪聲密度與頻段內(nèi)赫茲數(shù)的平方根相乘,。例如,，一個 100Ω 電阻器在 1MHz 帶寬內(nèi)具有 1.3μV RMS 的噪聲 (0.13nV/√Ω * √100Ω * √1,000,000Hz)。對于采用一階濾波器 (而不是磚墻式濾波器) 的電路,，帶寬將乘以 1.57 以捕獲較高帶寬范圍內(nèi)的噪聲,。如欲以 “峰至峰值” 而非 “RMS 值” 來表達噪聲，則應乘以一個因子 6 (而不是對于正弦波信號所采用的 2.8),?？紤]到這些因素，在采用一個簡單的 1MHz 低通濾波器時該 100Ω 電阻器的噪聲接近于 9.8μVP-P,。

 另外,，運放還具有由流入和流出每個輸入的電流引起的輸入電流噪聲 (in- 和 in+)。這些與它們流入的電阻 (就 in- 來說為 R1 與 R2 的并聯(lián)電阻,，而就 in+ 而言則為 R1 與 RS 的并聯(lián)電阻) 相乘,，憑借歐姆定律的 “魔力” 產(chǎn)生了電壓噪聲。往放大器里面看 (圖 3),，該電流噪聲是由多個噪聲源組成的,。

 圖 3：一個運放差分對中的相干和不相干噪聲源

就寬帶噪聲而論，兩個輸入晶體管均具有與其基極相關聯(lián)的點噪聲 (ini- 和 ini+),，這些點噪聲是不相干的,。來自位于輸入對尾部之電流源的噪聲 (int) 還產(chǎn)生了在兩個輸入之間劃分的相干噪聲 (在每個輸入中為 int/2β)。如果兩個輸入上承載的電阻相等,，則每個輸入上的相干電壓噪聲也是相等的,，并且抵消 (根據(jù)放大器的共模抑制能力)，因而留下的主要是不相干噪聲,。這在產(chǎn)品手冊中被列為平衡電流噪聲,。如果兩個輸入上的電阻極大地失配，則相干和不相干噪聲分量保留,，而且電壓噪聲以平方根之和相加,。這在有些產(chǎn)品手冊中列為不平衡噪聲電流。

 LT1028 和 LT6018 的電壓噪聲均低于一個 100Ω電阻器 (在室溫下為1.3nV/√Hz),，因此在源電阻較高的場合中,，運放的電壓噪聲通常不是電路中噪聲的限制因素,。在源電阻低得多的情況下，放大器的電壓噪聲將開始居主導地位,。當源電阻非常高的時候,，放大器的電流噪聲處于支配地位，而對于中等水平的源電阻而言,，則電阻器的約翰遜 (Johnson) 噪聲具有決定性的影響 (對于那些不具有過高噪聲功率的良好設計運放),。使放大器電流噪聲和電壓噪聲達到平衡 (這樣兩者都不處于支配地位) 的電阻是等于放大器的電壓噪聲除以其電流噪聲。由于電壓和電流噪聲隨頻率而改變,，所以該中點電阻也是如此,。對于一個非平衡電源而言，在 10Hz 時 LT6018 的中點電阻約為 86Ω,；而在 10kHz 時則大約為 320Ω,。

盡量降低電路噪聲

 那么，設計工程師要采取什么措施來最大限度地降低噪聲呢? 對于處理電壓信號,，把等效電阻減小至低于放大器的中點電阻是一個很好的起點,。對于許多應用來說，源電阻是由前面的電路級 (通常是一個傳感器) 固定的,?？梢赃x擇很小的增益和反饋電阻器。然而,，由于反饋電阻器構成了運放負載的一部分,，因此存在著因放大器之輸出驅(qū)動能力以及可接受之熱和功率耗散量而產(chǎn)生的限制。除了輸入所承載的電阻之外,，還應考慮頻率,。總噪聲包括在整個頻率范圍內(nèi)進行積分的噪聲密度,。在高于 (或許也包括低于) 信號帶寬的頻率上對噪聲進行濾波是很重要的,。

 在放大器的輸入是一個電流的跨阻抗應用中,，需要采取一種不同的策略,。在該場合中，反饋電阻器的約翰遜噪聲以其電阻值的一個平方根因子增加,，但與此同時信號增益的增加則與電阻值成線性關系,。于是，最佳的 SNR 利用運放的電壓能力或電流噪聲所允許的最大電阻來實現(xiàn),。如欲了解有趣的實例,，請參見 LTC6090 產(chǎn)品手冊第 26 頁的應用電路。

噪聲和其他讓人頭疼的問題

 噪聲只是誤差的一個來源,，而且應在其他誤差源的環(huán)境中考慮,。輸入失調(diào)電壓 (運放輸入端上的電壓失配) 可被認為是 DC 噪聲,。它的影響雖可通過實施一次性系統(tǒng)校準得到顯著的抑制，但是由于機械應力變化的原因,，該失調(diào)電壓會隨著溫度的起伏和時間的推移而改變,。另外，它還隨著輸入電平 (CMRR) 和電源 (PSRR) 而變化,。旨在消除由這些變量所引起之漂移的實時系統(tǒng)校準很快就變得既昂貴又不切實際,。對于溫度大幅波動的嚴酷環(huán)境應用，由于失調(diào)電壓和漂移所致的測量不確定性會產(chǎn)生比噪聲更強的主導作用,。例如,，單單因為溫度漂移，一款具有 5μV/°C 溫度漂移性能指標的運放會在 -40°C 至 85°C 溫度范圍內(nèi)經(jīng)歷一個 625μV 的輸入?yún)⒖计?。與之相比,，幾百納伏 (nV) 的噪聲就無關緊要了。LT6018 擁有 0.5μV/°C 的出色漂移性能和一個 80μV 的最大失調(diào)規(guī)格 (從 -40°C 至 85°C),。如欲獲得更好的性能,，則可關注近期推出的 LTC2057 自動置零放大器，該器件在 -40°C 至 125°C  溫度范圍內(nèi)具有小于 7μV 的最大失調(diào)電壓,。其寬帶噪聲為 11nV/√Hz,，而其 DC 至 10Hz 噪聲為 200nVP-P。雖然該噪聲高于 LT6018,，但是由于其在整個溫度范圍內(nèi)具備出色的輸入失調(diào)漂移性能,，因此對于低頻應用來說 LTC2057 有時會是一種更好的選擇。另外還值得注意的是,，由于其具有低偏置電流,，所以 LTC2057 的電流噪聲比 LT6018 低得多。LTC2057 低輸入偏置電流的另一個好處是：與許多其他的零漂移放大器相比,，它具有非常低的時鐘饋通,。當源阻抗很高時，這些其他零漂移放大器中有的會產(chǎn)生大的電壓噪聲雜散信號,。

 在此類高精度電路中,，還必須謹慎地最大限度抑制熱電偶效應，任何存在異類金屬結點的場合都會出現(xiàn)該效應,。甚至由不同制造商提供的兩根銅導線之結點都會產(chǎn)生 200nV/°C 的熱電勢,，這比 LTC2057 的最差漂移高出 13 倍以上。在這些低漂移電路中,，采用正確的 PCB 布局方法以匹配或盡量減少放大器輸入通路中的結點數(shù)目,，使輸入和匹配結點緊靠在一起，以及避免產(chǎn)生熱梯度是很重要的,。

結論

 噪聲是一種基本的物理限制,。為了最大限度地降低其在處理傳感器信號過程中所產(chǎn)生的不良影響,，在選擇合適的運放、盡量減小和匹配輸入電阻,、以及實施設計的物理布局方面必須謹慎從事,。