0 引言

    目前，光伏逆變器均是假定電網(wǎng)電壓三相對稱來研制的,。當并網(wǎng)點電壓三相不對稱時,，光伏逆變器的運行受影響：逆變器直流側(cè)電壓會出現(xiàn)2倍頻波動；其輸出的并網(wǎng)電流三相不對稱,，總諧波畸變率（Total Harmonics Distortion,，THD）上升，甚至導(dǎo)致逆變器損壞^[1-2],。

    為解決電網(wǎng)不平衡時的正序電壓鎖相問題,，文獻[3]提出了基于雙同步坐標系解耦的軟件鎖相環(huán)。該方法具有較高的穩(wěn)態(tài)精度,，但是其依賴于相位反饋,，因此當電網(wǎng)相位突變時，其過渡過程中存在超調(diào)較大,、恢復(fù)時間較長等問題,。文獻[4]采用自適應(yīng)觀測器來進行電網(wǎng)相位鎖定，但是該算法程序計算量較大,，比較復(fù)雜,。針對電網(wǎng)不平衡下的光伏逆變器控制問題，文獻[5]中設(shè)計了正,、負分序的雙同步坐標系控制系統(tǒng),，通過給定正、負序電流指令來實現(xiàn)恒定并網(wǎng)功率控制,。雖然控制效果良好,，但是整個系統(tǒng)中含有四個電流PI控制器和一個電壓PI控制器，各電流控制器的參數(shù)整定及相互協(xié)調(diào)比較困難,。文獻[6-7]基于靜止坐標系中光伏逆變器的數(shù)學(xué)模型,，設(shè)計了基于比例諧振控制器(proportional resonant，PR)的交流無靜差控制系統(tǒng),，但由于PR控制器的頻率適應(yīng)性較差,，當電網(wǎng)頻率發(fā)生偏移時，并不能取得滿意的控制效果,。文獻[8]為實現(xiàn)電網(wǎng)不平衡情況下穩(wěn)定控制光伏逆變器直流側(cè)電壓,，采取了只控制正序電流，不控制負序電流的策略,。由于在理論上該策略并不能完全實現(xiàn)恒功率并網(wǎng)控制,，因此,，只能在一定程度上減弱直流側(cè)電壓的波動,，且為了進行電壓補償需要設(shè)計較復(fù)雜的高通濾波器,，這在一定程度上降低了它的實用性。

    本文首先針對前文所述不平衡電網(wǎng)下的鎖相環(huán)存在動態(tài)響應(yīng)較慢,、算法較復(fù)雜等問題,，設(shè)計了基于SOGI的正、負序分離鎖相模塊,，通過實驗驗證其具有結(jié)構(gòu)簡單,、響應(yīng)快速等優(yōu)點。在此基礎(chǔ)上,，將抑制網(wǎng)側(cè)負序電流作為控制目標,，設(shè)計了基于電網(wǎng)負序電壓前饋的不平衡控制系統(tǒng)，其結(jié)構(gòu)相對簡單,；并通過在外環(huán)電壓控制器后引入二倍頻陷波器,，來降低不平衡控制下并網(wǎng)電流的THD。最后,，利用PSCAD/EMTDC搭建仿真模型進行系統(tǒng)性驗證,，仿真結(jié)果證明了本文理論研究的正確性。

1 正負序分離

    電網(wǎng)電壓不平衡時,，由對稱分量法可知,，電壓含有正、負,、零序分量,，此時可以表示如下：

    對于三相無中線系統(tǒng)，其不存在零序電流通路,，因此以下分析和討論均不考慮零序電壓,。對式(2)、式(3)進行數(shù)學(xué)變換可得^[1]：

其中,，q=e^-jπ/2,，為90°相位滯后因子。由式(4)和式(5)可知,，若要實現(xiàn)正,、負序分離，可以對輸入信號進行正交處理,。

    基于內(nèi)模原理提出的二階廣義積分器其結(jié)構(gòu)如圖1,。其中，v為輸入的正弦信號,，ω′是濾波器中心頻率,，k是阻尼系數(shù)，常取為

    根據(jù)圖1可得輸入信號v到輸出信號v′和qv′的傳遞函數(shù)D(s)與Q(s)的幅值和相位頻率特性如下：

    分析式(6),、式(7)可知,，當SOGI的中心頻率與輸入信號的頻率相同時,，則輸出信號v′與v具有相同的幅值和相位，qv′與v幅值相同,，但是相位滯后90°,，可以很好地實現(xiàn)對輸入信號的正交處理。從而,，基于SOGI所設(shè)計的正,、負序分離模塊如圖2所示。

2 不平衡控制系統(tǒng)

    根據(jù)對稱分量法,，不平衡電網(wǎng)電壓含有正,、負、零序分量,，且正序和負序電壓各成系統(tǒng),。在電網(wǎng)負序分量的作用下會使得逆變器輸出電流三相不平衡。本文以抑制網(wǎng)側(cè)負序電流為控制目標,，當控制負序電流為零時,，不平衡電網(wǎng)下光伏逆變器的功率關(guān)系為：

    式中，p₀,、p_2c,、p_2s分別為并網(wǎng)有功功率中的平均值、二倍頻分量,；q₀,、q_2c、q_2s分別為并網(wǎng)無功功率中的平均值,、二倍頻分量,；P上標代表相應(yīng)的正序分量，N上標代表相應(yīng)的負序分量,。

    由式(8)可知此時并網(wǎng)功率存在二倍頻分量,，所以此時直流側(cè)電壓也含有二倍頻分量，從而導(dǎo)致并網(wǎng)電流中含有3,、5,、7次等諧波分量。為此,，可以設(shè)計截止頻率較低的電壓外環(huán)控制器,，且在其后引入二倍頻陷波器，以濾除掉電壓的二次紋波,，保證電流品質(zhì),。

    綜上，本文所設(shè)計的基于電網(wǎng)負序電壓前饋的控制系統(tǒng)如圖3所示。該控制系統(tǒng)與常規(guī)光伏逆變器控制策略基本一樣,，與雙同步坐標系控制系統(tǒng)相比,，無需電流正、負序分離模塊,，簡化了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。

3 正負序分離的實驗驗證

    據(jù)前文對SOGI的理論分析,，在DSP28335平臺上,，編程實現(xiàn)圖2所示的正、負序分離模塊,。實驗時,，輸入信號中正序分量的幅值為100 V，負序的幅值為50 V,。

    實驗時以同步坐標系的d軸定向,，來鎖定電網(wǎng)電壓相位，實驗所得結(jié)果如圖4,。由圖可知本文所設(shè)計的正,、負序分離模塊具有良好的動態(tài)性能與準確度，充分說明了本文設(shè)計方案的正確性與實用性,。

4 不平衡控制系統(tǒng)的仿真驗證

    為驗證本文所設(shè)計控制策略的正確性,，利用電磁暫態(tài)仿真軟件PSCAD/EMTDC搭建出三電平光伏逆變器的模型。具體仿真參數(shù)為：電網(wǎng)電壓E_max為220 V,；直流側(cè)穩(wěn)壓電容C為600 μF,；系統(tǒng)額定功率PN為10 kW；網(wǎng)側(cè)電感濾波器L為0.45 mH,。

    基于此仿真系統(tǒng),，進行了常規(guī)控制策略（I型策略）和有負序電壓前饋（II型策略）的對比仿真。仿真條件設(shè)定為電網(wǎng)A相0.3 s時驟降為原來的50%,。

    圖5為I型策略控制下并網(wǎng)電流波形和A相并網(wǎng)電流的THD分析,。分析圖5可知，光伏逆變器的輸出電流三相不對稱,，且電流的THD大增,，已不符合光伏并網(wǎng)要求。因此,，當電網(wǎng)電壓不平衡時,，I型策略控制下的光伏逆變器的運行受到了嚴重影響，需要進行策略改進,。

    圖6為II型策略控制下并網(wǎng)電流波形和A相并網(wǎng)電流的THD分析,。

    從圖6可以看出，A相電壓跌落后，逆變器的并網(wǎng)電流仍舊能保持良好的對稱性,；在截止頻率設(shè)計適當?shù)碾妷嚎刂破骱投额l陷波器的協(xié)調(diào)作用下,，穩(wěn)態(tài)時電流的THD雖然有所增大，但是仍保持在2.3%左右,。因此,，II型策略能很好地應(yīng)對電網(wǎng)電壓不對稱的情況，充分證明了本文方案的正確性,。

5 結(jié)論

    本文以不平衡電網(wǎng)下的正,、負序分離模塊為基礎(chǔ)，圍繞光伏逆變器的不平衡控制策略展開研究,。為了加快不平衡鎖相環(huán)的響應(yīng)速度及簡化其實現(xiàn),，設(shè)計了基于SOGI的鎖相模塊，且利用實驗加以驗證,；本文以抑制網(wǎng)側(cè)負序電流為目標,，設(shè)計了系統(tǒng)結(jié)構(gòu)相對簡單的基于網(wǎng)側(cè)負序電壓前饋的不平衡控制系統(tǒng)，且通過電壓控制器和二次陷波器的配合降低電流THD,，仿真結(jié)果證明了理論分析的正確性,。

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作者信息:

歐陽森1,，2，馬文杰1,，2

(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院,，廣東 廣州510640；2.廣東省綠色能源技術(shù)重點實驗室,，廣東 廣州510640)