0 引言

    各種電力電子變換器系統(tǒng)離不開集成芯片與功率開關(guān),，因而需要輔助電源為其中的控制電路,、驅(qū)動電路、調(diào)理與采樣電路以及傳感器等提供+5 V、±15 V等各種等級的輔助工作電壓,，輔助電源已成為電力電子變換器的重要組成部分,。輔助電源的輸入由電力電子變換器母線電壓提供，為了保證電力電子變換器的穩(wěn)定運行,，不論母線電壓如何變化,，輔助電源均要穩(wěn)定工作，即輔助電源應(yīng)能在高電壓和寬輸入范圍內(nèi)輸出穩(wěn)定的電壓,，保證電力電子變換器的正常工作,。

    文獻[1]中輔助電源使用LLC諧振變換器拓撲，該拓撲對諧振參數(shù)較為敏感,，且僅在諧振點附近效率較高,，不適合應(yīng)用于寬電壓輸入場合。相比其他拓撲,，反激變換器結(jié)構(gòu)簡單,、體積小、占空比變化范圍寬,，是輔助電源的理想選擇,。文獻[2-4]中高電壓寬輸入輔助電源均采用了單端反激拓撲結(jié)構(gòu)，但單端反激變換器開關(guān)管關(guān)斷時承受的電壓等于最大直流輸入電壓,、副邊折射電壓以及漏感尖峰電壓之和,，在高輸入電壓時開關(guān)管電壓應(yīng)力很大，導(dǎo)致開關(guān)管成本大大增加,。文獻[5]采用兩個反激變換器串聯(lián)來解決單管電壓應(yīng)力大的問題,，但是需要額外增加兩串變壓器繞組，這增加了變壓器體積,，產(chǎn)生的損耗也是單管反激變換器的兩倍,，隨著風(fēng)力發(fā)電與光伏發(fā)電等高電壓寬輸入電力電子變換器應(yīng)用范圍的不斷擴大，急需研發(fā)與高電壓寬輸入電力電子變換場合相適應(yīng)的輔助電源,。雙管反激電路開關(guān)管所承受的電壓應(yīng)力僅為直流輸入電壓,，開關(guān)管關(guān)斷時的漏感能量通過二極管回饋到直流輸入電源，不需加入RCD吸收電路,，是高電壓寬輸入輔助電源的理想選擇^[6],，本文對此進行研究與設(shè)計。

1 雙管反激變換器工作原理分析

    雙管反激拓撲如圖1所示,，其中S₁,、S₂為功率開關(guān)管，D₁,、D₂為輸入端二極管,，D₃是輸出端二極管,，C為輸出濾波電容，R為輸出負載,，L_m為原邊繞組勵磁電感,，L₁為原邊繞組漏感，N₁為原邊線圈匝數(shù),，N₂為副邊線圈匝數(shù),；U_bus為輸入電壓，U_o為輸出電壓,，i_L1為原邊線圈電流,，i_L2為副邊線圈電流，i_D為二極管D₁,、D₂的續(xù)流電流,。

    反激變換器有連續(xù)工作模式(Continous Conduction Mode，CCM)和斷續(xù)工作模式(Discontinous Conducion Mode,，DCM)兩種工作模式,。與CCM相比， DCM的主要優(yōu)點為：(1)可以降低磁芯尺寸,，提高磁芯利用率,，減小系統(tǒng)體積。(2)副邊整流二極管關(guān)斷時電流應(yīng)力很小,。因為在開關(guān)管下一次導(dǎo)通之前,，二極管D3已經(jīng)完全關(guān)斷，所以DCM模式無副邊二極管反向恢復(fù)帶來的問題,，在寬輸入電壓中的高壓場合,，這種優(yōu)勢更加明顯，因此本文設(shè)計的雙管反激輔助電源主要工作在DCM下,。圖2為雙管反激變換器在DCM模式的工作波形，具有如下四個工作模態(tài)：

    模態(tài)1(t₀～t₁)：t₀時刻,，開關(guān)管S₁,、S₂同時開通，電力電子變換器系統(tǒng)提供的直流輸入電源U_bus為變壓器原邊勵磁電感L_m和漏電感L₁提供能量,，原邊電感電流以斜率di_L1/dt=U_bus/(L_m+L₁)線性上升,。二極管D₁、D₂處于截止關(guān)斷狀態(tài),。副邊電感電壓下正上負,，二極管D₃反向截止，副邊無電流流通,，負載由電容提供能量,。

    模態(tài)2(t₁～t₂)：t₁時刻S₁,、S₂同時關(guān)斷，漏感電流開始下降,，原邊電感兩端電壓反向,，使得二極管D₁、D₂立刻導(dǎo)通,，鉗制了由于漏感所引起的原邊繞組感應(yīng)電勢,，使之鉗位在輸入電壓U_bus，將多余的能量反饋給輸入電源,，開關(guān)管S₁,、S₂所承受的反向電壓均為U_bus，此時副邊電感向電容充電,，同時也給負載提供能量,。

    模態(tài)3(t₂～t₃)：t₂時刻原邊電感電流值i_L1下降到零，勵磁電感向副邊電感傳輸能量完畢,，鉗位二極管D₁,、D₂關(guān)斷，i_D降為零,，i_L2達到最大值,，開關(guān)管S₁、S₂兩端電壓下降至[U_bus+(N₁/N₂)×U_o]/2,。此時,，由副邊電感向電容和負載提供能量。

    模態(tài)4(t₃～t₄)：t₃時刻副邊電感放電結(jié)束,，副邊電感電流i_L2為零,，由副邊電感產(chǎn)生的折射電壓變?yōu)? V，此時原邊開關(guān)承受的電壓為U_bus/2,。當(dāng)?shù)竭_t₄時刻新的工作周期開始,。

    從上述工作模態(tài)分析可見，雙管反激變換器開關(guān)管最高電壓應(yīng)力僅為直流輸入電壓U_bus,，遠小于單管反激變換器開關(guān)管的電壓應(yīng)力,，可見雙管反激變換器適用于高電壓寬輸入場合。

2 電流控制型雙管反激變換器的穩(wěn)定性分析

2.1 電流型PWM控制原理

    雙管反激輔助電源采用電流型PWM控制,，其控制原理圖如圖3所示,。設(shè)基準電壓為U_ref，輸出電壓為U_o,，采樣電阻電壓U_s,，直流輸入電壓為U_bus，R_s為采樣電阻,。電流型PWM控制電路以電壓U_o為外環(huán)控制,，將電路輸出電壓U_o與基準電壓U_ref經(jīng)過誤差放大器得到電壓U_e,，通過采樣電阻R_s輸出的電感電流采樣信號U_s作為電流內(nèi)環(huán)，電感電流采樣信號U_s與誤差放大器的輸出信號U_e進行比較,，當(dāng)U_s的值達到U_e時,，脈寬比較器狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復(fù)位,，PWM置低電平,，功率管截止，實現(xiàn)對輸出脈沖占空比的控制,。

    由于引入了電流反饋,，電流型PWM控制使系統(tǒng)的性能具有下列優(yōu)點：(1)具有良好的線性調(diào)整率；(2)具有快速的輸入輸出動態(tài)響應(yīng),；(3)能夠有更強的負載電流調(diào)整能力,。但電流型PWM控制由于電流環(huán)的引入，也帶來了問題,。

2.2 電流型PWM控制存在的問題

    由于電流環(huán)的引入,，電路容易引起次諧波振蕩問題。對于一些供電不穩(wěn)定的電力電子變換器系統(tǒng),，如光伏發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電等系統(tǒng),，這些系統(tǒng)受環(huán)境影響較大，輔助電源直流輸入電壓會突然發(fā)生較大波動,，導(dǎo)致輔助電源的占空比突然發(fā)生變化,，電路更加會產(chǎn)生次諧波振蕩問題^[7]。

    若輔助電源工作在CCM下,，電流擾動放大圖如圖4(a)所示,，設(shè)電流的上升斜率和下降斜率分別為k₁、k₂,，Δi₀為t₀時刻外部引入的擾動值,，Δt為引入外部擾動量后電流上升時間變化值，Δi₁為t₁(第1個開關(guān)周期結(jié)束)時刻電流變化量,，Δi₂為t₂(第2個開關(guān)周期結(jié)束)時刻電流變化量,。根據(jù)斜率公式可得：

    由式(5)可知，要想擾動量對系統(tǒng)影響小,，式(5)必須要收斂，即k₂/k₁<1,，即開關(guān)管占空比不能大于50%,，系統(tǒng)才能在若干周期后趨于平穩(wěn)。若k₂/k₁>1,，即占空比超過50%,，電感電流的上升時間大于整個周期的50%,，那么電流下降時間就小于一個周期的50%。在較短的時間內(nèi),，電流還沒有來得及回到初始狀態(tài)值,，下一個工作周期接著又開始了，在這個工作周期內(nèi)的初始電流變大了,。在接下來的一個周期內(nèi),，電流很快就上升到由誤差放大器輸出設(shè)定的峰值，開關(guān)管很快關(guān)斷,，開關(guān)管導(dǎo)通時間變短,，占空比變窄，和上一個周期相比,，這個周期的占空比減小到50%以內(nèi),，但是這樣又導(dǎo)致關(guān)斷時間太長，下一個周期電流的初始值太小,，電感上升到峰值時間變長,，使得占空比再一次超過50%，最終會導(dǎo)致電流發(fā)生次諧波振蕩,。

    若輔助電源工作在DCM下,，電流擾動放大圖如圖4(b)所示，電流i在一個開關(guān)周期結(jié)束之前就已經(jīng)變?yōu)榱懔?，擾動電流Δi₀也跟著變?yōu)榱?，故擾動量不會引入到下一個周期內(nèi)，輔助電源能夠穩(wěn)定的工作在DCM下,。

    對于寬輸入電壓的電力電子變換器輔助電源,，雖然按照DCM設(shè)計，但是由于輸入電壓范圍較寬,，低壓重載的情況下很有可能從DCM過渡到臨界模式或CCM,，也就是不能保證輔助電源一直工作在DCM下，低壓情況下輸出占空比很可能會大于50%,，這樣很容易引起次諧波振蕩問題,，為此需要加入2.3節(jié)的斜波補償電路設(shè)計。

2.3 斜坡補償電路的設(shè)計

    要想解決電流環(huán)次諧波振蕩問題對系統(tǒng)的影響,，需要改變k₂與k₁的比值,，使其小于1。設(shè)電流環(huán)加入一個正斜率為k,、周期和功率開關(guān)周期一致的補償斜坡,，則式(3)可變?yōu)椋?/p>

    當(dāng)系統(tǒng)為滿占空比的時候，有k>0.5k₂,。所以只要k>0.5k₂,，系統(tǒng)必然能達到穩(wěn)定,。

    以電流控制型芯片UC3842為例，斜坡補償電路由圖5中Q3,、R8,、R9構(gòu)成，其中射極跟隨器Q3的作用是實現(xiàn)阻抗變換,，減小振蕩網(wǎng)絡(luò)與斜坡補償網(wǎng)絡(luò)的影響,，避免對開關(guān)頻率產(chǎn)生干擾。由于采樣電阻R_s較小,，補償電壓U_osc作用在R_s上的電壓可忽略,，則補償之后芯片3腳上的電壓為： 

    其中U_s為采樣電流得到的電壓，U_osc為補償電壓,，U_osc=(ΔU/Δt)t_on(由UC3842數(shù)據(jù)手冊可知ΔU為振蕩器幅值的1.6~1.8倍,，一般取1.8，Δt=0.45×R7×C7,，t_on為開關(guān)管開通時間),。

    由上述分析可知只有k>0.5k₂，才能實現(xiàn)斜坡補償,。由式(10)可知補償電壓斜率(t_on前面的系數(shù))中ΔU/Δt為定值,，只有選取合適的R8和R9，才會使得補償斜率k大于輸出電感電流斜率k₂的一半^[8],。補償斜率k為電壓斜率,，故需將輸出電感電流斜率k₂折算為原邊電壓斜率，得到(N_s/N_p)(R_s)(k₂/2),，即得到式(11)：

    其中N_s為副邊繞組匝數(shù),，N_p為原邊繞組匝數(shù)，k₂是輸出電感電流下降斜率,，即k₂=U_o/L_o,，U_o為輸出電壓，L_o為對應(yīng)繞組的電感值,。

3 電流控制型雙管反激變換器啟動電路設(shè)計

3.1 傳統(tǒng)啟動電路

    本文雙管反激變換器采用電流型控制芯片UC3842進行控制,，UC3842通常采用圖6所示電路作為啟動電路，由數(shù)據(jù)手冊可知,，UC3842最小啟動電流為11 mA,，則啟動電阻R1約為140 V/0.011=12.7 kΩ，啟動電阻R1的功率約為1.54 W,，考慮到輔助電源的輸入電壓范圍較寬,，電阻的功率需要預(yù)留3~5倍的余量，為了使輔助電源長期工作在穩(wěn)定狀態(tài)，電阻功率至少要達到7.5 W,，圖6所示啟動電路損耗較大。而且在啟動完成之后,，電阻上的損耗隨輸入電壓的增大而增加,，若以最大輸入電壓為600 V時來算，啟動電阻的損耗約為(600 V～15 V)²/(12.7×10³)=26.94 W,，所以圖6所示的傳統(tǒng)啟動電路并不適用于高電壓寬輸入場合,。

3.2 低損耗啟動電路

    本文對采用電流型控制芯片UC3842的雙管反激變換器提出圖7所示的低損耗啟動電路。圖7與圖6相比多加了MOS管Q1和Q2,，分別實現(xiàn)啟動電路的自啟動和自關(guān)斷,。圖7中R1為啟動電阻，D1,、D2,、D3為二極管，ZD1為13 V的穩(wěn)壓二極管,，ZD2為15 V穩(wěn)壓二極管,。電路剛上電時，通過ZD1穩(wěn)壓管將開關(guān)管Q1的V_gs電壓穩(wěn)定在13 V使其開通,，由U_bus通過啟動電阻R1為芯片UC3842提供工作電壓,。當(dāng)電路達到穩(wěn)定工作狀態(tài)后，反饋繞組上的電壓達到芯片正常工作電壓15 V,，此時MOS管Q2開通,，TP點被接地置低，啟動回路的MOS管Q1關(guān)斷,，直流電源U_bus給芯片供電的回路斷開,，此后由變壓器的反饋繞組提供芯片正常工作電壓，電路啟動完成,。該啟動電路相比圖6所示的UC3842傳統(tǒng)啟動電路,，可以大大減少啟動電阻的損耗，拓寬輸入電壓的范圍,，提高電力電子變換器的效率和應(yīng)用范圍,。

4 實驗結(jié)果

    本文設(shè)計了一款雙管反激輔助電源，參數(shù)如下：輸入電壓為140 V~600 V,，四路輸出分別為+5 V/2 A,、+5 V/1 A、+15 V/0.5 A,、-15 V/0.5 A,，開關(guān)頻率50 kHz，變壓器采用EEL22磁芯，包含有一個原邊繞組,、四個副邊繞組以及一個反饋繞組,，采用UC3842實現(xiàn)電流型PWM控制。

    圖8為輸入140 V空載時開關(guān)管S₁的V_gs和V_ds的波形圖,，表明開關(guān)管S₁,、S₂工作在DCM下，開關(guān)管關(guān)斷時S₁的V_ds最高電壓鉗位在輸入電壓,。V_ds后期有波動是原邊勵磁電感,、漏感和MOS管寄生電容以及分布電容之間諧振引起的。

    圖9為輸入電壓140 V時UC3842的3腳和4腳波形,。在t₀時間段雙管反激變換器開關(guān)管導(dǎo)通,，電感電流不斷增加到峰值且大于零，t₀時間段結(jié)束后開關(guān)管關(guān)斷,，電感電流通過二極管反向續(xù)流回饋到電源端,，電感電流變?yōu)樨摰淖畲笾挡㈤_始減小，t₁時間段結(jié)束后降為零,。t₂時間段原邊電感放電結(jié)束,，電感電流在新的周期之前一直是零。

    圖10(a)和圖10(b)分別為原邊電感電流,、+5 V/2 A副邊輸出繞組的電感電流與V_gs波形,，圖11(a)和圖11(b)為原邊電感電流、+5 V/2 A副邊繞組的電感電流與V_ds波形,，與圖2工作波形分析一致,，工作于DCM下。圖12為5 V和+15 V輸出電壓波形,，輸出電壓穩(wěn)定,。

    雙管反激輔助電源效率曲線圖如圖13所示，當(dāng)輸入電壓為600 V,，最高效率可達84%以上,，所以雙管反激輔助電源更適用于高電壓場合。

5 結(jié)論

    本文設(shè)計了一種基于雙管反激拓撲,，適用于電力電子變換系統(tǒng)高電壓寬輸入場合的輔助電源,。分析了雙管反激變換器適用于高電壓寬輸入場合的原理，針對電流控制芯片中電流環(huán)次諧波振蕩問題設(shè)計了一種斜坡補償電路,。提出了電流控制型雙管反激輔助電源的低損耗啟動電路,。實驗證明了所設(shè)計的電力電子變換系統(tǒng)輔助電源的可行性和實用性。

參考文獻

[1] 陳圣倫,，金天均,，顧亦磊,，等.光伏發(fā)電系統(tǒng)輔助電源設(shè)計[J].電力電子技術(shù)，2007,，41(5)：1-2.

[2] 邵建設(shè),，明星，方志雄,，等.寬電壓輸入多路輸出逆變控制開關(guān)電源設(shè)計[J].電源技術(shù),，2013，37(12)：2190-2193.

[3] 閆福軍,，梁永春.一種光伏發(fā)電系統(tǒng)中輔助電源設(shè)計[J].電力電子技術(shù)，2010,，44(8)：14-16.

[4] 劉計龍,，楊旭，趙春朋,，等.用于高壓電力電子裝置的輔助電源的設(shè)計[J].電源學(xué)報,，2012，10(1)：12-17.

[5] 高濱,，陳坤鵬,，夏東偉，等.一種應(yīng)用于光伏系統(tǒng)的反激輔助電源設(shè)計[J].電源學(xué)報,，2015,，13(4)：120-123.

[6] 胡亮燈，趙治華,，孫馳,，等.高電壓輸入雙管反激輔助電源驅(qū)動研究[J].電工技術(shù)學(xué)報，2015,，30(4)：:161-170.

[7] 代國定,，歐健，馬任月,，等.提高帶載能力的高穩(wěn)定性自適應(yīng)斜坡補償電路[J].電子科技大學(xué)學(xué)報,，2014，43(2)：226-230.

[8] Abraham Pressman.開關(guān)電源設(shè)計(第3版)[M].王志強,，譯.北京：電子工業(yè)出版社,，2010：109-113.

作者信息：

馮寶剛1，2,，張?zhí)m紅2,，陸廣平2

(1.江蘇大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院，江蘇 鎮(zhèn)江212013,；2.鹽城工學(xué)院 電氣工程學(xué)院,，江蘇 鹽城224051)