當(dāng)一系列環(huán)境和電路設(shè)計(jì)變量影響輸出時(shí),，就很難確定具有負(fù)反饋電路的穩(wěn)定性。任何計(jì)算錯(cuò)誤都會(huì)成為怪異電路行為(如振蕩和振鈴)的溫床。這就需要前瞻性的測(cè)試程序,，以盡量減少產(chǎn)生波動(dòng)的可能性。遺憾的是,，這種方法通常是在昂貴的高端電子負(fù)載下執(zhí)行,。本文為愛(ài)好者介紹了一種經(jīng)濟(jì)型替代方案，即利用MOSFET的線性區(qū)和飽和區(qū)與負(fù)載電阻配對(duì)來(lái)提供脈沖電流,。

　　系統(tǒng)穩(wěn)定性簡(jiǎn)介

　　為什么穩(wěn)定性如此重要,？能否僅購(gòu)買現(xiàn)成的知識(shí)產(chǎn)權(quán)(IP)，構(gòu)建或制造電路,、測(cè)試功能,、然后將其用于預(yù)期應(yīng)用？遺憾的是,，這種臨時(shí)應(yīng)急的方法充滿風(fēng)險(xiǎn),，還存在著潛在的災(zāi)難性后果。為理解這些風(fēng)險(xiǎn),，必須建立一個(gè)堅(jiān)實(shí)的穩(wěn)定性基礎(chǔ),。

　　根據(jù)閉環(huán)反饋系統(tǒng)的傳遞函數(shù)，系統(tǒng)的不穩(wěn)定條件時(shí)通過(guò)分母等于0時(shí)來(lái)獲得的,。因此,，當(dāng)系統(tǒng)以“-1”的增益(即單位增益和180°相位反轉(zhuǎn))運(yùn)行時(shí)，整個(gè)傳遞函數(shù)接近無(wú)窮大,，從而使此條件成為極點(diǎn)(另一種識(shí)別極點(diǎn)的方法是提取分母的特征值或特征向量),。由于傳遞函數(shù)具有作為因變量的頻率，所以很容易假設(shè),，設(shè)計(jì)具有遠(yuǎn)離極點(diǎn)的工作頻率的電路將解決該問(wèn)題,。但這種預(yù)防措施是不夠的。當(dāng)引入負(fù)載和環(huán)境變量時(shí),，傳遞函數(shù)和極點(diǎn)(或信號(hào)或系統(tǒng)更復(fù)雜時(shí)的多個(gè)極點(diǎn))會(huì)發(fā)生變化,。系統(tǒng)的復(fù)雜性和應(yīng)用進(jìn)一步模糊了邊界的穩(wěn)定性。例如,，電源轉(zhuǎn)換器裝載了大量的非線性電路器件和外部寄生元件,，這些元件都對(duì)極點(diǎn)的這種轉(zhuǎn)移有影響。如果不借助繁瑣艱澀的理論計(jì)算,，對(duì)穩(wěn)定和不穩(wěn)定輸出做出清晰界定,，我們就不可能預(yù)期合理結(jié)果。然而,，這并非一定意味著估計(jì)就不可靠,。其實(shí),，單憑理論不一定能夠保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

　　鑒于上述論點(diǎn),，如果只采用基本功能測(cè)試,，產(chǎn)品在現(xiàn)場(chǎng)出故障的可能性很大。那么很可能就會(huì)出現(xiàn)顧客抱怨產(chǎn)品故障的情景,。最糟糕的情況是,，由于其產(chǎn)品不合格，公司將陷入虧損,。

　　測(cè)試不穩(wěn)定性的方法

　　有各種測(cè)量技術(shù)可用于測(cè)試電路是否會(huì)在特定條件下振蕩,。首選項(xiàng)取決于可用的資源，將在下面詳細(xì)討論各個(gè)選項(xiàng),。

　　方法＃1：從波特圖獲取增益和相位裕度。該方法通過(guò)觀察電路在頻域中的特性響應(yīng)來(lái)進(jìn)行判斷,。需要價(jià)格不菲的網(wǎng)絡(luò)分析儀或頻率響應(yīng)分析儀,，將正弦波(其頻率在所需范圍內(nèi)被掃描)與輸出耦合到電路的反饋回路中。然后同時(shí)測(cè)量增益和相位,。對(duì)發(fā)生在單位增益和180°相移時(shí)的振蕩進(jìn)行回溯,，提取20?log(1)=0dB處的相位，并取其與180°的差值,。這就是相位裕度,。同樣的方法適用于增益。但增益余量不太常見(jiàn),，因?yàn)橄辔徊怀^(guò)180°時(shí)的情況更多,。在極點(diǎn)條件滿足之前，更高余量意味著更大的回旋余地,，從而得到更穩(wěn)定的電路,。

　　用這種方法，可很明顯地顯示每個(gè)變量對(duì)電路頻率響應(yīng)的影響,。較高的輸出電容意味著較低的相位裕量,，因?yàn)橄辔缓透哳l分量被衰減，將0dB點(diǎn)推向左側(cè),。該設(shè)置對(duì)于測(cè)量的準(zhǔn)確性也很重要,。如果由于連接器處理得不小心和不良焊接而產(chǎn)生意外的寄生成分，可能會(huì)導(dǎo)致不準(zhǔn)確,。

　　方法＃2：觀察負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng),。該方法通過(guò)觀察電路在時(shí)域中的特性響應(yīng)來(lái)進(jìn)行判斷。根據(jù)電路規(guī)范,，用灌電流或拉電流使輸出產(chǎn)生脈動(dòng),。用示波器(仍然相當(dāng)昂貴,，但比頻率響應(yīng)分析儀便宜)觀察輸出響應(yīng)。如果觀察到強(qiáng)烈的吉布斯現(xiàn)象(Gibb's phenomenon),，尤其是不立即衰減的那種,，那么在靠近這種條件的某處就可能存在極點(diǎn)。后面給出了這種方法的更深入討論,。

　　方法＃3：使用“皮斯原理(Pease's Principle)”,。著名的模擬集成電路(特別是運(yùn)算放大器)設(shè)計(jì)師、也就是帶隙沙皇,，已故的羅伯特·皮斯(我大學(xué)時(shí),，通過(guò)他內(nèi)容豐富的專欄“Pease Porridge”得知此公)詳細(xì)闡述了一種簡(jiǎn)單的電路穩(wěn)定性測(cè)試方法。它涉及用所有頻率的方波輪番攻擊電路,。如果電路得以幸存,，那說(shuō)明它具有魯棒性。電路的薄弱環(huán)節(jié)也將暴露無(wú)遺,。該過(guò)程在理論上是合理的,，因?yàn)榉讲ǖ念l率成分包含在頻域中(記得方波的傅里葉級(jí)數(shù)或單位階躍響應(yīng)的傅里葉變換？),。就像上面介紹的第一種方法一樣,，將所有奇異正弦分量壓縮成方波(而不是逐個(gè)掃描)。在我看來(lái),，采用這種方法應(yīng)該注意一些預(yù)防措施,，例如在輸出端使用有源負(fù)載。

　　負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)研究

　　若測(cè)量負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng),，則需要更好分辨率的示波器,。在處理明顯高的電流時(shí)，檢查電路的輸入電壓是否有明顯下降是明智之舉,。壓降可能會(huì)導(dǎo)致電路的欠壓鎖定(UVLO)觸發(fā),。在這種情況下實(shí)現(xiàn)4線配置可能會(huì)起到妙手回春的作用。應(yīng)遵循正確的探頭接地原則,，以避免虛假的過(guò)沖和下沖,，從而可能會(huì)造成不穩(wěn)定的誤報(bào)。

　　監(jiān)測(cè)電流可能是個(gè)障礙,?？捎玫倪x項(xiàng)是針對(duì)低電流的電流探頭和用于監(jiān)測(cè)更低電流的檢測(cè)電阻。三線電纜(triaxial cable)也可以消除絕緣泄漏的影響,。

　　測(cè)量負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的方法

　　有許多測(cè)量負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的方法,。以下段落詳細(xì)描述了每種方法。

　　使用與電阻串聯(lián)的MOSFET：這種實(shí)現(xiàn)可能是本文中描述的最簡(jiǎn)單方法，它涉及一個(gè)在線性/工作區(qū)與負(fù)載電阻串聯(lián)工作的MOSFET,。負(fù)載電阻的阻值將決定脈沖電流的高電平,。可以用任意波形發(fā)生器或函數(shù)發(fā)生器對(duì)MOSFET的柵極進(jìn)行脈控,。對(duì)于更寬松的規(guī)范(脈沖電流的擺率不是什么大問(wèn)題),，任何可提供脈沖的定制電路都可以。值得注意的是,，MOSFET開(kāi)關(guān)必須處于線性區(qū),，否則將呈現(xiàn)高阻抗(如電流源飽和時(shí)會(huì)發(fā)生的現(xiàn)象)。

　　請(qǐng)記住,，為了偏置線性區(qū)的開(kāi)關(guān),，體源(bulk-source)電壓必須處于地電位(可以是反向偏置，但不應(yīng)太多,，因?yàn)殚撝惦妷阂矔?huì)增加),，且柵極-源極電壓必須比漏極-源極電壓加上閾值電壓更高。

　　圖1：在負(fù)載瞬態(tài)測(cè)量中設(shè)置NMOS電阻(左)和PMOS電阻(右)對(duì)(來(lái)源：Justin Spencer Mamaradlo)

　　觀察圖1,，可發(fā)現(xiàn)NMOS接近參考地并且PMOS與VOUT端子相接,。這不是巧合，因?yàn)檫@種配置更容易將柵極-源極電壓驅(qū)動(dòng)到線性區(qū),。例如，如果NMOS放置在負(fù)載電阻的上方,，則其漏極端子將位于參考地之上,。解決該問(wèn)題的一種方法是將脈沖電路連接到NMOS漏極而不是地，或引入DC偏移,。遺憾的是,，如果脈沖發(fā)生器是內(nèi)置地線的儀器，這就不可能了,。

　　使用電子負(fù)載：市場(chǎng)上有許多電子負(fù)載可滿足各種測(cè)量要求,。當(dāng)然，儀器的質(zhì)量會(huì)隨成本的降低而下降,。盡管如此,，即使最便宜的電子負(fù)載的價(jià)格也無(wú)法與單個(gè)MOSFET和電阻的價(jià)格競(jìng)爭(zhēng)(對(duì)愛(ài)好者來(lái)說(shuō))。如果這樣的話,，那為什么要在這里提及,？我將它包括在內(nèi)是為了內(nèi)容的完整，若有人真買這種儀器的話或可借鑒,。

　　對(duì)于瞬態(tài)測(cè)量,，人們會(huì)希望有一個(gè)支持切換的電子負(fù)載(這個(gè)要求本身就會(huì)將價(jià)格門欄設(shè)得太高)。以GWINSTEK的PEL-3000系列電子負(fù)載為例。要執(zhí)行測(cè)量,，請(qǐng)將儀器設(shè)置為“CR”模式和適當(dāng)?shù)碾娏鞣秶?。?qǐng)務(wù)必記住每個(gè)量程的相應(yīng)壓擺率，以避免輸出電壓出現(xiàn)不必要的過(guò)沖(可在儀器的數(shù)據(jù)表中找到),。配置其它所需的附加設(shè)置(例如保護(hù)功能以避免損壞D.U.T.,、軟啟動(dòng)等)，并確定接口極性沒(méi)反接,。

　　使用工作在飽和區(qū)的功率MOSFET：此方法是電子負(fù)載背后的基本原理,，即利用飽和狀態(tài)下MOSFET的特性作為恒流源。這是最方便的,，因?yàn)殡娏魅Q于柵極施加的電壓,，而不是外部電阻(這更難設(shè)置)。缺點(diǎn)是MOSFET的功耗,。由于沒(méi)有負(fù)載電阻,，MOSFET受到D.U.T.(功率會(huì)相當(dāng)高)額定輸出電壓和負(fù)載電流容量的壓力。因此,，在這種情況下(與前述方法相比)使用的MOSFET更貴,。對(duì)于脈沖負(fù)載，柵極的高電平電壓必須足夠精確,，以驅(qū)動(dòng)MOSFET漏極和源極之間正確的高電平電流,。因此，在這種方法中,，在MOS電阻對(duì)配置中設(shè)置精確電阻的挑戰(zhàn)轉(zhuǎn)變?yōu)樵O(shè)置精確電壓(通常低至+/-10mV)的挑戰(zhàn),。

　　LTSpice中的負(fù)載瞬態(tài)仿真

　　以下是針對(duì)USB Type-C的同步電流編程模式的連續(xù)導(dǎo)通模式(CPM-CCM)升降壓轉(zhuǎn)換器的個(gè)人設(shè)計(jì)。

　　圖2：在LTSpice中繪制的CPM-CCM雙向USB C型轉(zhuǎn)換器(來(lái)源：Justin Spencer Mamaradlo)

　　作為雙向電源轉(zhuǎn)換器,，電路工作在三種模式：正向降壓,、正向升壓和反向降壓。選用針對(duì)合理的電流紋波進(jìn)行了設(shè)計(jì)的高精度電感器,、設(shè)置為10?H,。MOSFET對(duì)根據(jù)工作模式交替工作(全部四個(gè)不能同時(shí)切換)。轉(zhuǎn)換器操作的全面說(shuō)明如下：

　　在點(diǎn)1,，作為5V降壓轉(zhuǎn)換器：為用作降壓器,，M1必須作為短路(線性區(qū))工作，M2必須作為開(kāi)路(截止區(qū))工作,。M3和M4必須設(shè)置其占空比,，以便輸入電壓降至5V。由于使用了一對(duì)NMOS,，因此M3需要U11 (一個(gè)輔助低功率隔離的非穩(wěn)壓DC-DC轉(zhuǎn)換器),，它可以幫助U7(該轉(zhuǎn)換器狀態(tài)的高側(cè)驅(qū)動(dòng)器)正確偏置M3柵極,。獲得所需占空比的粗略估計(jì)很簡(jiǎn)單(對(duì)降壓應(yīng)用，只需使用常規(guī)公式),，然后進(jìn)行調(diào)整以滿足容差規(guī)范,。

　　在點(diǎn)2，作為20V升壓轉(zhuǎn)換器：為使轉(zhuǎn)換器用作升壓器,，M3必須短路(線性區(qū)),，M4必須開(kāi)路(截止區(qū))。這次,，M2和M1必須精調(diào)其占空比以產(chǎn)生20V輸出,。通過(guò)回顧升壓和校準(zhǔn)的一般公式可得出大概值，以符合公差范圍,。

　　在點(diǎn)3,，作為5V后向降壓轉(zhuǎn)換器：在這種情況下，晶體管的狀態(tài)與點(diǎn)2的狀態(tài)類似,。調(diào)整的唯一變量是占空比,。再次，降壓的通用公式可用來(lái)獲得合理估計(jì),，然后進(jìn)行優(yōu)化,，以符合公差范圍。

　　開(kāi)關(guān)頻率設(shè)置為250kHz,，高側(cè)和低側(cè)功率MOSFET之間的死區(qū)時(shí)間為100ns,。兩個(gè)控制信號(hào)(控制1和控制2)被用來(lái)控制四個(gè)功率MOSFET的開(kāi)關(guān)時(shí)間。

　　CPM模塊的內(nèi)部原理圖如下所示：

　　圖3：所示為USB Type-C電源轉(zhuǎn)換器CPM模塊的內(nèi)部原理圖(來(lái)源：Justin Spencer Mamaradlo)

　　當(dāng)被測(cè)電壓進(jìn)入“vs”引腳時(shí),，控制電壓進(jìn)入“vc”引腳,。理想的電壓源Varamp采用人工斜坡(ramp)來(lái)提高穩(wěn)定性并降低失真。U1用作一個(gè)饋送到SR觸發(fā)器的比較器,。最終輸出是“PWM”端子處的脈寬調(diào)制信號(hào),。

　　為了測(cè)試該USB Type-C轉(zhuǎn)換器的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng),，Rload從8.9Ω(2.2A)脈動(dòng)到6.7Ω,，如下圖所示。

　　圖4：通過(guò)LTSpice中PWL功能獲得的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng),。(來(lái)源：Justin Spencer Mamaradlo)

　　通過(guò)前面介紹的第三種方法可獲得類似結(jié)果,。圖5提供了一種示例電路實(shí)現(xiàn)。比較器U16(LT1013)用作驅(qū)動(dòng)Q1的500Hz張弛振蕩器,。這將定義轉(zhuǎn)換器輸出端電流脈沖的時(shí)序,。開(kāi)關(guān)波形耦合到R22，總和為由R14處的分壓器(Rtop和Rbot)決定的偏移量,。U15配置為反相放大器,，因此在M5的柵極前插入另一個(gè)反相放大器——U14。

　　圖5：作為動(dòng)態(tài)負(fù)載的電路如上所述，其增益可通過(guò)一對(duì)電位器進(jìn)行調(diào)節(jié),。(來(lái)源：Justin Spencer Mamaradlo)

　　針對(duì)一款以盈利為目的的品牌電子負(fù)載來(lái)說(shuō),，圖5所示電路的材料清單對(duì)于業(yè)余愛(ài)好者來(lái)說(shuō)無(wú)疑是種更有吸引力的選擇。零件可以方便地從當(dāng)?shù)氐碾娮悠鞑牡曩?gòu)買,。有些甚至可重復(fù)使用以前項(xiàng)目中所用的器件,。因此，在測(cè)試電路設(shè)計(jì)的穩(wěn)定性時(shí),，請(qǐng)選擇本文介紹的方法,。